導讀：本文將詳細介紹一下在集成運算放大器和儀表放大器與分立器件設計中常見的應用問題，以給予設計者以提醒。

　　AC耦合時缺少DC偏置電流回路

　　常遇到的一個應用問題是在AC耦合運算放大器或儀表放大器電路中沒有提供偏置電流的直流回路。如上圖所示，一只電容器與運算放大器的同相輸入端串聯(lián)以實現(xiàn)耦合，這是一種隔離輸入電壓Vin的DC分量的簡單方法，這在高增益應用中尤其有用，在那些應用中哪怕運算放大器輸入端很小的直流電壓都會限制動態(tài)范圍，甚至導致輸出飽和。然而，在高阻抗輸入端加電容耦合，而不為同相輸入端的電流提供DC通路會出現(xiàn)問題。

　　實際上，輸入偏置電流會流入耦合的電容器，并給它充電，直到超過放大器輸入電路的共模電壓的額定值或使輸出達到極限。根據(jù)輸入偏置電流的極性，電容器會充電到電源的正電壓或負電壓，放大器的閉環(huán)DC增益放大偏置電壓。這個過程可能會需要很長時間，例如，一只場效應管輸入放大器，在lpA的偏置電流與一個0.1霧電容器耦合時，其充電速奉I/C為10的-12次方/10的-7次方=lO霽/s.如果增益為100,那么輸出漂移為每分鐘0.06V.因此，一般實驗室測試（使用AC耦合示波器）無法檢測到這個問題，而電路在數(shù)小時之后才會出現(xiàn)問題。顯然，完全避免這個問題非常重要。

　　上圖所示為對出現(xiàn)這一問題的解決方法，這里，在運算放大器輸入端和地之間接一只電阻，為輸入偏置電流提供一個對地回路，為了使輸入偏置電流造成的失調(diào)電壓，當使用雙極性運算放大器時，應該使其兩個輸入端的偏置電流相等，所以，通常應將Rl的電阻值設置成等于R2和R3的并聯(lián)阻值。然而，應該注意的是，該電阻Rl總會在電路中引入一些噪聲，因此要在電路輸入阻抗、輸入耦合電容的尺寸等之間進行折中，典型的電阻值為100000Ω-1MΩ之間。

　　類似的問題也會出現(xiàn)在儀表放大器電路中，上圖所示為使用兩只電容進行AC耦合的儀表放大器電路，沒有提供輸入偏置電流的返回路徑，這個問題在使用雙電源和單電源供電的儀表放大器電路中都常見。這類問題也會出現(xiàn)在變壓器耦合放大器電路中，如下圖所示，如果變壓器次極電路中沒有提供DC對地回路，該問題就會出現(xiàn)。

　　上圖和下圖為這些電路的簡單解決辦法，這里，在每一個輸入端和地之間都接一個高阻值的電阻（RA、RB），這是一種適合雙電源儀器放大器電路的簡單而實用的方法。這兩只電阻為輸入偏置電流提供了放電回路，在圖5所示的雙電源例子中，兩個輸入端的參考端都接地。在圖5所示的單電源例子中，兩個輸入端的參考端接地或者接一個偏置電壓，通常偏置電壓為輸入電壓的l/2.

　　同樣的原則也可以應用到變壓器耦合輸入電路（上圖），除非變壓器的次極有中間抽頭，它可以接地或者接VCM.在該電路中，由于兩只輸入電阻之間的失配和兩端輸入偏置電流的失配會產(chǎn)生一個小的失調(diào)電壓誤差。為了使失調(diào)誤差，在儀表放大器的兩個輸入端之間可以再接一只電阻（即橋接在兩只電阻之間），其阻值大約為前兩只電阻的l/10.

　　為放大器和ADC提供參考電壓

　　上圖所示為一個儀表放大器驅(qū)動一個單端輸入的ADC的單電源電路，該放大器的參考電壓提供一個對應零差分輸入時的偏置電壓，而ADC的參考電壓則提供比例因子。在儀表放大器的輸出端和ADC的輸入端之間通常接一個簡單的RC低通抗混疊濾波器以減少帶外噪聲。一般在設計電路時，我們常常采用簡單的方法為放大器和ADC提供參考電壓，如電阻分壓器等，這樣會產(chǎn)生誤差。

　　正確提供儀表放大器的參考電壓

　　一般假設儀表放大器的參考輸入端為高阻抗，因為它是一個輸入端，所以使設計人員一般總想在儀表放大器的參考端引腳接入一個高阻抗源，例如電阻分壓器（如上圖），這樣在某些類型儀表放大器的使用中會產(chǎn)生嚴重的誤差。上圖中，信號總增益G=（1+R5/RG+R6/RG）R2/R1,這里R2/R1=R4/R30參考電壓輸入端的增益為1（如果從低阻抗電壓源輸入），但是在上圖電路中，儀表放大器的參考輸入端引腳直接與一個簡單的分壓器相連，這會改變減法器電路的對稱性和分壓器的分壓比，還會降低儀表放大器的共模抑制比及其增益。然而，如果接入R4,那么該電阻的等效電阻會變小，減小的電阻值等于從分壓器的兩個并聯(lián)支路看過去的阻值（50k,該電路表現(xiàn)為一個大小為電源電壓的1/2的低阻抗電壓源被加在原值R4上，減法器電路的保持不變。

　　如果儀表放大器采用一個集成電路，則不能使用這種方法，此外，還要考慮分壓電阻的溫度系數(shù)應該與R4和減法器中的電阻保持一致，參考電壓不可調(diào)。另一方面，如果嘗試減小分壓電阻的阻值使增加的電阻大小可忽略，這樣會增大電源電流的消耗和電路的功耗。上圖是一個解決此問題的好方法，在分壓器和儀表放大器參考電壓輸入端之間加一個低功耗運算放大器緩沖器，這樣會消除阻抗匹配和溫度系數(shù)匹配問題，而且很容易對參考電壓進行調(diào)節(jié)。當從電源電壓利用分壓器為放大器提供參考電壓時應保證PSR性能一個經(jīng)常忽視的問題是電源電壓Vs的噪聲、瞬變或漂移都會通過參考輸入按照分壓比經(jīng)過衰減后直接加在輸出端，實際的解決方案包括旁路濾波以及甚至使用精密參考電壓集成電路產(chǎn)生的參考電壓，以代替Vs分壓。

　　當設計帶有儀表放大器

　　和運算放大器的電路時，這方面的考慮很重要，電源電壓抑制技術用來隔離放大器免受其電源電壓中的交流聲、噪聲和任何瞬態(tài)電壓變化的影響，這是非常重要的，因為許多實際電路都包含、連接著或存在于只能提供非理想的電源電壓的環(huán)境之中。另外，電力線中的交流信號會反饋到電路中被放大，而且在適當?shù)臈l件下會引起寄生振蕩。

　　現(xiàn)有的放大器都提供頻率相當?shù)偷碾娫措妷阂种颇芰?，一般PSR指標在80~100dB以上，可以將電源電壓的變化影響衰減到1/10000~1/100000,當然要使用高頻旁路電容。此外，當采用簡單的電源電壓電阻分壓器并用一只運算放大器緩沖器為儀表放大器提供參考電壓時，電源電壓中的任何變化都會通過該電路不經(jīng)過衰減直接進入儀表放大器的輸出級，因此，除非提供低通濾波器，否則，集成電路優(yōu)良的PSR性能會丟失。

　　在上圖中，在分壓器的輸出端增加一個大電容以濾除電源電壓的變化，并且保證PSR性能。濾波器的-3dB極點由電阻Rl/R2并聯(lián)和電容Cl決定，-3dB極點應該設置在有用頻率的1/10處。圖10中的CF值能夠提供大約0.03Hz的-3dB極點頻率，接在R3兩端的0.01霧電容可使電阻的噪聲，該濾波器充電需要10~15s的時間。

　　下圖為對上圖電路的改進，在下圖中，運算放大器緩沖器起到一個有源濾波器的作用，它允許使用電容值小的電容對同樣大的電源退耦，此外，有源濾波器可以用來提高Q值，從而加快導通時間。下圖電路中，電源電壓為12V時，對儀表放大器的6V參考電壓提供濾波，將儀表放大器的增益設置為1,采用頻率變化的1VP-P正弦信號調(diào)制12V電源，在這樣的條件下，隨著頻率的減小到大約8Hz時，我們在示波器上就看不到AC信號了。當對儀表放大器施加低幅度輸入信號時，該電路的測試電源電壓范圍是4~25V,電路的導通時間大約為2s.

　　單電源運算放大器的退耦

　　，單電源運算放大器電路需要偏置共模輸入電壓幅度以控制AC信號的正向擺幅和負向擺幅。當從電源電壓利用分壓器提供偏置電壓時，為了保證PSR的性能就需要合適的退耦。一般常常是用l00k俚繾杓霧的電容提供Vs/2給運算放大器的同相輸入端，使用小容量的電容對電源退偶耦通常是不夠的，因為極點僅為32Hz,所以電路出現(xiàn)不穩(wěn)定，特別是在驅(qū)動感性負載時。

　　上圖和下圖所示分別為反相輸入和同相輸入時達到退耦結果的Vs/2偏置電路，在兩種情況中，偏置電壓加在同相輸入端，反饋到反向輸入端以保證相同的偏置電壓，而且單位DC增益也要偏置相同的輸出電壓。耦合電容Cl使低頻增益從BW3降到單位增益。一般采用100Ω電阻分壓器時，為獲得0.3Hz的-3dB截止頻率，應當選用的C2為10μF.