傳輸線與印制ＰＣＢ背板損耗已成為限制高速信號傳輸速度的主要因素．在信號傳輸過程中，趨膚效應(yīng)和介電損耗對信號高頻分量的影響尤其嚴(yán)重．同時，信號的高頻衰減會引起強烈的碼間干擾（ＩＳＩ），對后級時鐘數(shù)據(jù)的恢復(fù)增加了難度，導(dǎo)致更高的誤碼率．為了改善信號傳輸效果，降低整個信號傳輸系統(tǒng)的誤碼率，通常要對信號高頻成分進(jìn)行補償，其中典型的方法有預(yù)加重和均衡器技術(shù)．本文提出一種新型均衡濾波電路結(jié)構(gòu)，在傳統(tǒng)源級負(fù)反饋均衡器的基礎(chǔ)上運用有源電感和對稱負(fù)載技術(shù)，優(yōu)化電路均衡效果。

　　２　均衡技術(shù)

　　從頻域角度看，電纜或者傳輸線有低通特性，信號經(jīng)過傳輸線時，高頻分量幅度衰減，衰減和損耗的程度與頻率成正比．這樣信號就有可能丟失，出現(xiàn)嚴(yán)重的碼間干擾，使得系統(tǒng)誤碼率增大．因此，為了降低整個系統(tǒng)的誤碼率，需要采用均衡技術(shù)對信號進(jìn)行高頻補償．對采用均衡技術(shù)的位置不同，可以分為前級均衡與后級均衡．前級均衡技術(shù)代表有預(yù)加重技術(shù)，人為地加重（提升）發(fā)射機輸入調(diào)制信號的高頻分量；后級均衡是在輸入端對信號進(jìn)行濾波，對高低頻信號有選擇的以不同增益放大，以抵消在傳輸線上衰減的部分，其各自幅頻特性如圖１所示．預(yù)加重技術(shù)通常通過輸出信號相位移動后疊加產(chǎn)生效果，從圖１（ａ）中可以看出，接收端信號實際是整體衰減的；在接收端設(shè)置均衡器是對衰減后的信號進(jìn)行放大，使后級接收到的信號趨近于未衰減，圖１（ｂ）所示．本文接收器電路中采用的均衡器為后級均衡。

　　３　傳統(tǒng)源極負(fù)反饋均衡器

　　傳統(tǒng)均衡器結(jié)構(gòu)如圖２（ａ）所示，其中Ｍ５，Ｍ６為ＭＯＳ電容，Ｍ７管工作在深線性區(qū)與ＲＭ并聯(lián)，作為一個可調(diào)電阻，當(dāng)控制電壓不同時，可調(diào)節(jié)該管阻抗，以調(diào)節(jié)不同的均衡度．半邊等效電路（圖２（ｂ））分析，該電路傳輸函數(shù)為：

　　從公式可以看出，該傳輸函數(shù)中含有兩個極點一個零點，其中主級點和零點分別為位于－?。ǎ玻玻纾恚遥停玻茫保遥秃停玻茫保遥汀。泓c在極點之前，通過調(diào)節(jié)ＲＭ阻值與ＭＯＳ電容大小，可調(diào)節(jié)該零點與其他極點相對位置，通過零點的作用對高頻信號進(jìn)行補償，使電路幅頻特性曲線在平帶后跟隨一段增益放大區(qū)域．對于這種結(jié)構(gòu)來說，電阻ＲＭ為低頻通路，而電容Ｃ１為高頻通路，采用這一結(jié)構(gòu)無需增加高低頻通路求和電路，實現(xiàn)簡單且不會帶來高低頻通路不匹配的影響．然而，傳統(tǒng)均衡器由于只使用一個補償零點產(chǎn)生均衡效果，均衡效果有限．同時，使用電阻負(fù)載在工藝實現(xiàn)中會帶來更大誤差，這對電路性能及均衡效果有很多不利因素。

　　４　改進(jìn)型源極負(fù)反饋均衡器

　　為了改進(jìn)傳統(tǒng)源極負(fù)反饋均衡器效果不理想的情況，一般采用片上電感的方式，通過增加零點個數(shù)提高均衡效果和系統(tǒng)帶寬．但片上電感成本較高，同時占用較大的芯片面積，不便于集成．為了同時獲得更好的噪聲抑制特性和更高的帶寬，本電路同時運用了對稱負(fù)載和有源電感結(jié)構(gòu)，得到基于源極負(fù)反饋的新型均衡器結(jié)構(gòu)，如圖３（ａ）所示。

　?。矗薄ΨQ負(fù)載對稱負(fù)載的概念早由Ｍａｎｅａｔｉｓ提出，結(jié)構(gòu)如圖３（ｂ）所示，其中Ｍ２為二極管連接的ＰＭＯＳ，Ｍ１柵極電壓有Ｃｔｒｌ端控制，Ｍ１，Ｍ２尺寸大小相同．當(dāng)Ｃｔｒｌ端電壓一定時，設(shè)置該負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的輸出端電壓Ｖ２為一定值，在該電壓下，Ｍ１正好進(jìn)入飽和區(qū)，而此時Ｍ２還未開啟，此時為該負(fù)載阻值狀態(tài)．當(dāng)Ｖ２增大時Ｍ１進(jìn)入線性區(qū)，阻抗減小，當(dāng)Ｖ２減小時，Ｍ２逐漸開啟，整個負(fù)載阻抗減小．該負(fù)載結(jié)構(gòu)相對于固定點成軸對稱，在實際應(yīng)用時，設(shè)置該電壓為差分信號共模電平，這對全差分電路的抗噪性能會有顯著的提高。

　?。矗病∮性措姼?/FONT>