1 引言

    超聲波是頻率高于20000赫茲的聲波，它方向性好，穿透能力強(qiáng)，易于獲得較集中的聲能，在水中傳播距離遠(yuǎn)，可用于測距，測速，清洗，焊接，碎石、殺菌消毒等。在醫(yī)學(xué)、軍事、工業(yè)、農(nóng)業(yè)上有很多的應(yīng)用。超聲波電源通常稱為超聲波發(fā)生源，超聲波發(fā)生器。它的作用是把電能轉(zhuǎn)換成與超聲波換能器相匹配的高頻交流電信號。從放大電路形式，可以采用線性放大電路和開關(guān)電源電路，大功率超聲波電源從轉(zhuǎn)換效率方面考慮一般采用開關(guān)電源的電路形式。線性電源也有它特有的應(yīng)用范圍，它的優(yōu)點(diǎn)是可以不嚴(yán)格要求電路匹配，允許工作頻率連續(xù)快速變化。從目前超聲業(yè)界的情況看，超聲波主要分為自激式和它激式電源。

    2  超聲波電源系統(tǒng)的組成

    超聲波電源系統(tǒng)主要由220V電源、整流濾波、高頻逆變單元、匹配網(wǎng)絡(luò)、檢測電路、PWM產(chǎn)生電路和驅(qū)動(dòng)電路組成,如圖1所示。

    220V單相交流電經(jīng)過二極管不可控整流電路得到直流電壓,然后經(jīng)過由MOSFET組成的高頻逆變電路得到滿足換能器要求的高頻電壓。高頻逆變電路采用帶輔助網(wǎng)絡(luò)的全橋結(jié)構(gòu),如圖2所示。此電路結(jié)構(gòu)解決了傳統(tǒng)零電壓開關(guān)(ZVS)PWM電路變壓器漏感小且滯后橋臂難于實(shí)現(xiàn)ZVS的問題。超聲波電源與換能器匹配的好壞將決定整個(gè)電路的控制效果。因此,應(yīng)該對匹配網(wǎng)絡(luò)每個(gè)參量(高頻變壓器匝比K,輸出匹配電感Lf)進(jìn)行嚴(yán)格的計(jì)算。匹配主要指為使發(fā)生器輸出額定電功率,進(jìn)行阻抗變換匹配。以及為使發(fā)生器輸出效率進(jìn)行調(diào)諧匹配。

    采用56F803型DSP作為控制電路的處理器．它內(nèi)置2 KB SRAM,31．5 KB FLASH,同時(shí),其40 MHz的CPU時(shí)鐘頻率比其他單片機(jī)具有更強(qiáng)的處理能力。6路PWM信號可以實(shí)現(xiàn)高頻逆變電路開關(guān)管MOSFET的移相控制。12位A／D轉(zhuǎn)換器采集可以實(shí)現(xiàn)電壓和電流采樣并滿足采樣數(shù)據(jù)的要求。串行外設(shè)接口SPI與MCl4489配合使用可以實(shí)現(xiàn)對5位半數(shù)碼管的控制．從而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)頻率和功率的顯示。另外,56F803還支持C語言與匯編語言混合編程的SDK軟件開發(fā)包．可以實(shí)現(xiàn)在線調(diào)試。

    驅(qū)動(dòng)電路采用IR21lO型驅(qū)動(dòng)模塊．它具有集成度高,響應(yīng)速度快(tar/taff=120 ns／94 ns）,偏值電壓高(<600 V),驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng),成本低和易于調(diào)試等優(yōu)點(diǎn)。IR2110是基于自舉驅(qū)動(dòng)原理的功率MOSFET驅(qū)動(dòng)電路．驅(qū)動(dòng)信號延時(shí)為納秒級,開關(guān)頻率可以從數(shù)十赫茲到數(shù)百千赫茲。一個(gè)IR2110可以同時(shí)驅(qū)動(dòng)單橋臂的上下二個(gè)MOSFET,因此,使用少量分立元件和一路控制電源就可以實(shí)現(xiàn)一個(gè)橋臂MOSFET 的驅(qū)動(dòng)控制,這樣大大減小了驅(qū)動(dòng)電路的體積和成本。

    3  系統(tǒng)的控制策略

    超聲波電源系統(tǒng)采用頻率跟蹤和功率調(diào)節(jié)相結(jié)合的控制策略,從而使發(fā)生器在輸出功率時(shí)可達(dá)到效率。此種控制策略主要通過控制PWM的周期(也就是控制開關(guān)頻率)和PWM控制波形的移相角來實(shí)現(xiàn)。

    3．1  頻率跟蹤控制的實(shí)現(xiàn)

    采用鎖相法實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤控制。使用KT20A/P型電流傳感器和KV20A／P型電壓傳感器分別檢測換能器二端的電壓和電流,經(jīng)過滯環(huán)控制得到電壓和電流的方波信號,如圖3所示。該滯環(huán)的回差為lV。然后,對二路方波信號經(jīng)過異或門和D觸發(fā)器得到相位差波形和相位差符號。此時(shí),應(yīng)該減小開關(guān)管的頻率f;當(dāng)T≠O,flag=l時(shí),表示電壓滯后電流,此時(shí),應(yīng)該增加開關(guān)管的頻率f,然后把頻率量轉(zhuǎn)化成時(shí)間量附給DSP模值寄存器,從而改變輸出PWM信號的周期。

    3．2  功率控制的實(shí)現(xiàn)

    采集直流側(cè)的電流來實(shí)現(xiàn)功率控制的主要原因是通過換能器的電壓和電流是交流,需要檢波、濾波等處理過程才能檢測到,這樣比較困難。直流側(cè)電流實(shí)時(shí)跟蹤給定電流,改變軟開關(guān)控制信號的移相角,從而改變高頻逆變電路的輸出電壓,當(dāng)移相角增大時(shí)輸出電壓也增大,所以高頻逆變電路終會(huì)輸出換能器所要求的功率。

    3．3  周期分段實(shí)現(xiàn)移相控制

    本系統(tǒng)的開關(guān)采用占空比為50％的PWM信號移相控制。在每個(gè)PWM周期中把開關(guān)管的控制波形分為4段．每段波形中DSP模值寄存器PWMCM的值等于計(jì)數(shù)器PWMVAL的值。變量Count代表輸出的是第幾段波形,當(dāng)Count=l或Count=3時(shí)．把波形I或Ⅲ的模值MODUL01(I和Ⅲ的模值相同)賦給模值寄存器。當(dāng)Count=l時(shí),PWM模塊的0通道和3通道分別輸出高電平和低電平。當(dāng)Count=3時(shí)．PWM模塊的0通道和2通道分別輸出低電平和高電平;當(dāng)Count=2或Count=4時(shí)．把波形Ⅱ或IV的模值MODULO2(Ⅱ和IV的模值相同)賦給模值寄存器．當(dāng)Count=2時(shí),PWM模塊的O通道和3通道都輸出高電平。當(dāng)Count=4時(shí)．PWM模塊的0通道和2通道都輸出低電平。然后,按照上述方式循環(huán)輸出波形,如圖4所示程序框圖。

    圖5為主程序框圖。在程序中,頻率跟蹤部分出現(xiàn)相位差時(shí),先給頻率賦一個(gè)較大步長(m=100)．然后隨著相位差的減小．逐漸減小步長．直到相位差為零。

    4  實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

    上述超聲波電源的主要參數(shù)是直流側(cè)電壓270 V;開關(guān)頻率fS=20 kHz;高頻變壓器匝比K=38：15;諧振電感Lf=3 mH;換能器采用工作頻率為20 kHz．內(nèi)阻為10Ω ,電容為12 000pF,輸出功率為l 500 W。
   
    圖6(a)給出逆變橋輸出電壓和電流實(shí)驗(yàn)波形。

    圖6(b)是Q1管控制波形和漏一源極間電壓實(shí)驗(yàn)波形。

    圖6(c)是換能器二端電壓實(shí)驗(yàn)波形。

    5  結(jié)束語

    采用頻率跟蹤和功率協(xié)調(diào)控制的數(shù)控式新型超聲波電源具有以下特點(diǎn)：

    (1)采用帶輔助電路、電流增強(qiáng)型的ZVS全橋變換器，實(shí)現(xiàn)了所有開關(guān)管的ZVS；

    (2)實(shí)現(xiàn)了頻率跟蹤與功率控制的協(xié)調(diào)控制策略，跟蹤可達(dá)4Hz．能夠滿足超聲焊接、超聲清洗等控制的要求； 

    (3)采用周期分段控制策略實(shí)現(xiàn)ZVS的移相控制，使得程序簡化；

    (4)采用IR2110型集成驅(qū)動(dòng),驅(qū)動(dòng)簡單．減小了系統(tǒng)的體積,降低了成本。