開(kāi)關(guān)電流技術(shù)是近年來(lái)提出的一種新的模擬信號(hào)采樣、保持、處理技術(shù)。與已成熟的開(kāi)關(guān)電容技術(shù)相比， 開(kāi)關(guān)電流技術(shù)不需要線性電容和高性能運(yùn)算放大器， 整個(gè)電路均由MOS 管構(gòu)成， 因此可與標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字CMOS 工藝兼容， 可與數(shù)字電路使用相同工藝并集成在同一塊芯片上， 這預(yù)示著它將在數(shù)?；旌?a target="_blank">集成電路的發(fā)展中扮演重要角色. 但是開(kāi)關(guān)電流電路中存在一些非理想因素， 其中時(shí)鐘饋通誤差尤為突出， 它直接影響到電路的性能。近年來(lái)， 國(guó)際上已提出了一些減少時(shí)鐘饋通誤差的技術(shù)方案， 例如虛假補(bǔ)償技術(shù)、全差分結(jié)構(gòu)、多相復(fù)雜時(shí)鐘算法存儲(chǔ)單元， 大部分都是在輸出端產(chǎn)生額外的誤差電流來(lái)抵消前面產(chǎn)生的誤差， 由于獨(dú)立信號(hào)和補(bǔ)償部分的存在， 復(fù)雜的電路和時(shí)鐘相位技術(shù)將不可避免。文中通過(guò)分析代SI 存儲(chǔ)單元時(shí)鐘饋通誤差產(chǎn)生的主要因素， 提出了一種消除鐘饋誤差的新方案， 在此基礎(chǔ)上完成了電路設(shè)計(jì)， 給出了仿真性能和對(duì)比結(jié)果。該存儲(chǔ)單元可用于構(gòu)造性能良好的雙線性積分器， 作為濾波器、∑-△ 調(diào)制器等系統(tǒng)的基本模塊。

　　1   時(shí)鐘饋通誤差分析

　　圖1( a) 是一個(gè)基本的代SI 存儲(chǔ)單元， 開(kāi)關(guān)S1 受時(shí)鐘脈沖信號(hào)控制。當(dāng)S1 斷開(kāi)時(shí)， 產(chǎn)生的注入電荷將注入到存儲(chǔ)管M2 的柵極， 導(dǎo)致M2 的柵極產(chǎn)生一個(gè)時(shí)鐘饋通誤差信號(hào)， 終在輸出端產(chǎn)生誤差電流。圖1( b) 是一個(gè)含有處理誤差信號(hào)的存儲(chǔ)單元， 它比圖1( a) 多了一個(gè)電壓跟隨器Vb 和一個(gè)與開(kāi)關(guān)S1 受相同時(shí)鐘脈沖信號(hào)控制的開(kāi)關(guān)S2 。

圖1   代開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元

　　圖1( b) 工作原理如下:

　　在采樣相位期間， S1 和S2 同時(shí)導(dǎo)通， M1 和M2的源極電壓相等， 即:

　　同時(shí)它們的柵壓也是相等的。因此， 假定M1和M2 的漏極電壓相等， 忽略溝道調(diào)制效應(yīng)， M1 的漏極電流I D1 = I in + I O ， M2 的漏極電流I D2 =[K 2 / K 1] ID1 ， 其中K i 表示兩個(gè)晶體管的跨導(dǎo)參數(shù);I in和I out 分別表示輸入和輸出信號(hào)。

　　在保持相位期間， 開(kāi)關(guān)S1 和S2 同時(shí)斷開(kāi)， 由S1產(chǎn)生的誤差電荷將注入到M2 的柵極， 使得M2 的柵壓變?yōu)?

　　同時(shí)由S2 產(chǎn)生的誤差電荷將在電壓跟隨器Vb的輸入端轉(zhuǎn)化成誤差電壓， 通過(guò)電壓跟隨器在M2的源極產(chǎn)生誤差電壓V SCFT2 ， 使得M2 的源極電壓變?yōu)?

　　其中VGs amp2 和VS samp2分別表示開(kāi)關(guān)同時(shí)導(dǎo)通時(shí)M2的柵極電壓和源極電壓; V GCFT2 和VSCFT 2分別表示開(kāi)關(guān)同時(shí)斷開(kāi)后在M2 的柵極和源極產(chǎn)生的鐘饋誤差電壓。

　　結(jié)果在保持相位期間M2 的柵源電壓保持為:

　　其中VGSs amp2 表示采樣期間M2 的柵源電壓; VGSCFT2表示保持期間M2 的柵源鐘饋誤差電壓。

　　如果選用相同的開(kāi)關(guān)和時(shí)鐘脈沖控制信號(hào)， 并使電壓跟隨器中使用的MOS 管與M2 的寬長(zhǎng)比相同， 那么V GSCFT2 就可能降為零， 從而消除了時(shí)鐘饋通電壓誤差， 在輸出端阻止了誤差電流的產(chǎn)生。

　　2   電壓反轉(zhuǎn)跟隨器( FVF)

　　圖2( a) 是一個(gè)共漏放大器， 通常被用來(lái)作為電壓緩沖器。忽略體效應(yīng)， 輸出電壓V o= Vi+ V SGM1 ，該電路可以從負(fù)載中吸取大電流， 但它的吸取能力受偏置電流源I O 的限制， 流過(guò)晶體管M1 的電流受輸出電流的影響， 因此V SGM1 是動(dòng)態(tài)變化的， 對(duì)阻抗負(fù)載來(lái)說(shuō)， 小信號(hào)和大信號(hào)電壓增益都小于1。

圖2  電壓反轉(zhuǎn)跟隨器電路

　　圖2( b) 即為電壓反轉(zhuǎn)跟隨器( FVF) 電路。

　　其優(yōu)點(diǎn)是: 通過(guò)M1 的電流保持不變， 不依賴于輸出電流。忽略短溝道效應(yīng)， VSGM1 保持不變， 電壓增益為1。該電路可以吸取大電流， 大的吸取能力是因?yàn)檩敵龉?jié)點(diǎn)的阻抗非常低， 輸出阻抗為: r o =1/ ( gm1 gm2 ro1 ) ， 其中g(shù)mi和roi 分別是晶體管Mi 的跨導(dǎo)和輸出阻抗。

　　3   高性能開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元

　　圖( 3) 即為含有電壓反轉(zhuǎn)跟隨器( FVF) 的開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元。其中M1 、M2、I O、MS1組成基本的存儲(chǔ)單元， M3、M4、I O、V ref 組成電壓反轉(zhuǎn)跟隨器。為了消除電荷注入誤差， 設(shè)置NMOS 開(kāi)關(guān)MS1和MS2 的寬長(zhǎng)比相等， M1、M2、M3 的寬長(zhǎng)比相等， 時(shí)鐘脈沖信號(hào)clk1 和clk2 相同， 從而保證了M3源極產(chǎn)生的誤差電壓VSCFT3 等于M2 柵極產(chǎn)生的誤差電壓VGCFT2 ， 使得M2 的柵源時(shí)鐘饋通誤差電壓VGSCFT2 近似為零， 避免了輸出端誤差電流的產(chǎn)生。

圖3   高性能開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元原理圖

　　圖( 4) 給出了高性能開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元的具體實(shí)現(xiàn)電路。其中電源電壓Vdd為1.8 V， 參考電壓Vref 為0.8 V， 偏置電壓VP 為0. 4 V， Vn 為1.2V. 晶體管M5~ M10組成兩級(jí)級(jí)聯(lián)的共源共柵電流鏡， 其目的是增大該電路的輸出阻抗， 從而有效降低開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元的傳輸誤差。clk1 和clk2 采用相同的時(shí)鐘控制信號(hào)， I in和Iout 分別表示輸入和輸出信號(hào)。

圖4   高性能SI 存儲(chǔ)單元電路圖

表1  各晶體管的寬長(zhǎng)比

　　4   性能對(duì)比

　　基于0.18 mCMOS 工藝， 分別對(duì)代開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元和高性能開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元仿真， 輸入電流為20 A， 200kHz 的正弦信號(hào)， 采樣頻率5 MHz， 仿真結(jié)果見(jiàn)圖5。表2 中給出了二者的誤差對(duì)比， 其中I i 表示t 時(shí)刻的輸入電流， △I O1為代開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元產(chǎn)生的誤差電流， △I O2 為高性能開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元產(chǎn)生的誤差電流。由表中數(shù)據(jù)可以看出， 高性能開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元產(chǎn)生的平均誤差僅為代開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元產(chǎn)生的平均誤差的6% 。

圖5   代開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元仿真圖

表2   誤差對(duì)比

　　5   總結(jié)

　　本文采用一種新方法， 避免了傳統(tǒng)的補(bǔ)償存儲(chǔ)晶體管的漏極電流誤差， 轉(zhuǎn)而直接消除存儲(chǔ)管柵源的電壓誤差， 從而保證輸出端不會(huì)出現(xiàn)誤差電流。在AMPI0  18 mCMOS 工藝下， 設(shè)計(jì)了一種低壓、低功耗、低誤差的新型高性能開(kāi)關(guān)電流存儲(chǔ)單元 。仿真結(jié)果表明， 該電路功耗低， 高， 誤差僅為代存儲(chǔ)單元的6%。