偶爾我們會遇到需要為一些微型模擬電路供電的需求，而現(xiàn)成的電源 IC 對于此類任務來說實在是太過分了。當您的需求以毫安為單位時，這尤其適用。而且，如果您還有一個帶有一些備用引腳和資源的板載 FPGA，那么不使用它幾乎是一種浪費。此外，誰能抗拒從頭開始構(gòu)建自己的電源呢？
    本文絕不是所有電源設計的最終答案。電源設計的主題非常廣泛，以至于有許多關于該主題的書籍。本文將引導您采用極簡/簡單的方法進行開關電源設計，并介紹幾種利用 FPGA 資源和最小模擬電路發(fā)電的方法。

    圖 1參考電壓圖
    使用 FPGA 設計電源是多余的，除非您將其用于教育目的。但是，如果您還剩下 FPGA 的一部分來執(zhí)行一些有用的功能，那么它實際上是免費的，您可以毫無顧忌地使用最昂貴的 FPGA 來完成這項任務。首先，我們將介紹一種使用開關模式電源發(fā)電的簡單方法。

   圖 2有源濾波
    開關電源有不同的拓撲結(jié)構(gòu)，它們都有一個共同的元件，即用作臨時能量存儲的功率電感器，在負載和電源之間切換，因此得名。在電感器中存儲能量并傳輸?shù)捷敵龅倪^程是復雜的，甚至可能是神秘的，但行為是明確定義的。神秘的部分是能量通過充電電流存儲在電感器的磁場中，當電流中斷時，磁場會崩潰，同時試圖保持充電電流的方向和流動。雖然我們看不到神秘的磁場充電/放電周期，但我們知道電感器電流作為時間的函數(shù)線性增加，由鋸齒波描述。
    該波形的 RMS 電流使用以下公式計算：
    使用以下公式計算電壓：
    這是電感器電流，在上面的 RMS 電流公式中引用：
    這三個方程將成為我們開關電源設計的基礎。為了磨練我們的開關電源設計技能，我們將設計三種電源：一種產(chǎn)生 +5V（圖 3），一種產(chǎn)生 +35V（圖 4），第三種產(chǎn)生 ?15V（圖 5），均來自 +15V輸入電壓。
    請注意，對于所有三個電源，我們使用同一 FPGA 模塊 (pcontrol) 的實例，該模塊具有一個由比較器驅(qū)動的反饋輸入和一個驅(qū)動開關晶體管的輸出。該模塊還具有啟用輸入以將其打開/關閉。我們來分析一下圖3所示的電路，也就是俗稱的降壓轉(zhuǎn)換器開關電源拓撲。

    圖 3 降壓轉(zhuǎn)換器開關電源拓撲
    最初 Q1A 和 Q1B 關閉，C1 上的電壓為零，由于 2.5V 電壓施加到 VREF_2V5 輸入，這迫使 U1A 輸出 (P5_FBK) 邏輯高電平，表明我們的 VP5 電源輸出低于 5V。輸出電壓通過 R7、R8 分壓器設置為 5V，可以是 2.5V 以上的任何值。
    作為響應，F(xiàn)PGA 電源控制模塊 (PCM) 將脈沖 P5_CNTL 引腳持續(xù) TON 持續(xù)時間為高電平。該電壓將打開 Q1A，隨后 Q1B 將使用 VP15 (15V) 輸入電壓為 L1 電感器充電。在 T(on) 持續(xù)時間后，Q1A 和 Q1B 閉合，切斷 L1 充電電流。此時，L1 已將先前的電流存儲在磁場中，并試圖通過拉電流來保持電流的流動方向和幅度。該電流流經(jīng) D1 并開始為 C1 充電并為負載供電（圖中未顯示）。L1完全放電后，D1閉合，電路為下一個周期做好準備。多個周期后，VP5 電壓攀升至 5V 電平，觸發(fā) U1A 引腳 1 至低電平，有效地禁用 P5_CNTL 脈沖序列。一旦 VP5 電壓降至 5V 以下，P5_CNTL 脈沖序列將再次啟動，使其成為一個閉環(huán)系統(tǒng)，可以主動監(jiān)控輸出電壓。請注意，此描述保持基本狀態(tài)以傳達此電路的工作原理。
    這種用于開關電源設計的方法有一個優(yōu)點：能夠設置最大輸出電流并通過指定 TON 實現(xiàn)數(shù)字輸出電流限制，使 Q1B 在安全區(qū)運行，即使輸出接地短路也是如此。這是使用上面列出的第三個公式并選擇晶體管的最大電流 (IpK) 作為計算基礎來完成的。請參見下表 ，了解此計算示例和圖 4 電路，這是一個反向降壓開關電源拓撲。

    圖 4 反向降壓開關電源拓撲
    遺憾的是，在升壓轉(zhuǎn)換器（圖 5）中，我們無法控制最大輸出電流，因為它受到流經(jīng) L1 和 D1 的正向電流的限制。

    圖 5升壓轉(zhuǎn)換器拓撲
    PCM 將使用循環(huán)十六進制列中指示的計算值作為最大 TON 設置。
    輸出可用功率由 P = Vrmc * Irmc 公式計算得出，該公式描述了輸出上的可用直流功率，并根據(jù) 70% 的估計效率進行了調(diào)整。這些計算如下表 所示。
    調(diào)整此表中的值時，盡量將開關頻率保持在 500 kHz 以下，并將占空比保持在 80% (0.8) 以下，以將損耗保持在較低水平。
    這里有一些關于圖 3-5 電路元件選擇的注意事項。選擇飽和電流至少是所選 IpK 兩倍的電感器 L1 很重要。建議二極管 D1 使用肖特基二極管，以最大限度地減少由于正向壓降造成的效率損失。在大電流開關中，它被一個次級 MOSFET 取代，該次級 MOSFET 在二極管導通后立即導通并與其并聯(lián)。為該電路選擇的晶體管不是最佳的，但可以很好地工作，提供小尺寸。在大電流開關電源設計中，通常在輸出級使用 MOSFET。
    C1 的值不如 L1 重要，但會決定輸出紋波電壓。請注意，應選擇低 ESR（低于 200 毫歐）。還要盡量使其保持合理的大，因為已知開關電源在輸出端具有 50 至 100 mV 的紋波。這種紋波不能僅通過增加 C1 值來降低。
    很多時候，我們需要生成“干凈”電壓，以便為儀表放大器、ADC 和其他精密模擬電路等敏感模擬電路供電。為此，我們需要添加有源濾波以使用圖 2-4 中描述的開關電源（圖 2）。該電路從 +12V 電源提供 VP_OP 電壓，從 ?12V 提供 VN_OP。這是低于電源的兩個基極/發(fā)射極電壓。
    該電路看似簡單，但乍一看卻不是很明顯。請注意，組合 hfe Q1 (Q2) 高于 3000，這對 C1 電容器值具有倍增效應。簡而言之，VP_OP 的行為就像連接到 0.6F 電容器一樣。換句話說，它和電池電源一樣干凈。該電路的缺點在于，由于 Vbe 的變化，VP_OP 會在很小的范圍內(nèi)隨溫度變化。這對于為精密電子設備/運算放大器供電并不重要，但我們應該意識到這一點。另一個“特性”是上電時啟動緩慢，這由 RC 常數(shù)決定。