我們探討了圖 1 中所示的電流模式控制 (CMC) 降壓轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)原理和基本操作。在本文中，我們將使用仿真對(duì)電路的電氣性能進(jìn)行相當(dāng)精細(xì)的分析。行為?！?br>

　峰值 CMC 降壓轉(zhuǎn)換器的 LTspice 原理圖。 

　圖 1. 在 LTspice 中實(shí)現(xiàn)的 CMC 降壓轉(zhuǎn)換器。　
　啟動(dòng)行為
　我的 LTspice 實(shí)現(xiàn)和我所基于的電路之間有兩個(gè)主要區(qū)別：
　缺乏坡度補(bǔ)償，我們?cè)谏弦黄恼履┪灿懻撨^。
　我添加了額外的電路，可以幫助快速啟動(dòng)調(diào)節(jié)器，我們現(xiàn)在將討論這一點(diǎn)。
　如果您檢查圖 1，您會(huì)發(fā)現(xiàn)比較器的輸出并未直接連接到 SR 鎖存器的復(fù)位線。相反，由任意行為電壓源 B1 控制的PWM R信號(hào)驅(qū)動(dòng)復(fù)位線。在標(biāo)記為TMR （“定時(shí)器”）的電壓源的幫助下，B1 初將PWM R連接到設(shè)置鎖存器的方波的反相版本。TMR電壓從0V逐漸上升到5V；在仿真開始后t = 1 ms 時(shí)，電壓超過 2.5 V。
　這種情況導(dǎo)致 B1 將PWM R與反相振蕩器信號(hào)斷開并將其連接到比較器的輸出。這聽起來可能很復(fù)雜，但這只是讓反饋環(huán)路完成其工作的一種方式——它迫使調(diào)節(jié)器開始切換并產(chǎn)生一些電流和電壓動(dòng)作。

　如果您完全復(fù)制我的電路，您將不需要啟動(dòng)輔助電路，但即使是微小的調(diào)整也可能會(huì)干擾啟動(dòng)，并且如果穩(wěn)壓器不切換，您將無法有效地診斷和解決問題。

　圖 2 顯示了我的原理圖，沒有啟動(dòng)輔助電路。我們將使用此版本的原理圖進(jìn)行本文討論的模擬。請(qǐng)注意，比較器的輸出直接連接到鎖存器的復(fù)位引腳。　
　沒有啟動(dòng)輔助電路的峰值 CMC 降壓轉(zhuǎn)換器的 LTspice 原理圖。

　圖 2.不帶啟動(dòng)輔助電路的 CMC 降壓轉(zhuǎn)換器。　

　輸出收斂

　圖 3 顯示了啟動(dòng)后穩(wěn)壓器的瞬態(tài)行為。
　CMC 降壓轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)后的電壓行為。 輸出電壓短暫地出現(xiàn)峰值，然后穩(wěn)定在所需的水平。
　圖 3. CMC 降壓轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)后的瞬態(tài)行為。
　該穩(wěn)壓器僅需約 100 μs 即可高精度地收斂到所需的輸出電壓。如圖 4 所示，紋波幅度相當(dāng)?shù)汀?br>

　

　模擬 CMC 降壓轉(zhuǎn)換器的輸出紋波。
　圖 4. CMC 降壓轉(zhuǎn)換器輸出紋波。　
　誤差放大器
　正如我在上一篇文章中所解釋的，誤差放大器沒有直流反饋路徑，因此如果輸出緩慢高于或低于所需電壓，誤差放大器將充當(dāng)比較器。然而，在正常情況下，調(diào)節(jié)器環(huán)路被鎖定到輸出電壓。V FB和V REF之間的差異是由頻繁發(fā)生的微小幅度變化引起的。這意味著誤差放大器的作用類似于放大器，而不是比較器，如圖 5 所示。

　

　模擬 CMC 降壓轉(zhuǎn)換器中誤差放大器的電壓波形。
　圖 5. CMC 降壓轉(zhuǎn)換器中的正常誤差放大器行為?！?br>　比較器和 SR 鎖存器
　CONTROL信號(hào)成為允許電感器電流控制PWM動(dòng)作的閾值。讓我們看看它是如何工作的。
　該循環(huán)的設(shè)計(jì)使得CONTROL信號(hào)處于相對(duì)于IND_RAMP信號(hào)的適當(dāng)范圍內(nèi)。系統(tǒng)的振蕩器連接到鎖存器的設(shè)置引腳。在每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)，振蕩器轉(zhuǎn)換為邏輯高電平，導(dǎo)致鎖存器的Q輸出依次轉(zhuǎn)換為邏輯高電平。這稱為“設(shè)置”鎖存器。
　如果Q為高電平，則主電源開關(guān) (M1) 開啟。當(dāng) M1 導(dǎo)通時(shí)，電流流過電感器，并且IND_RAMP逐漸上升。當(dāng)代表電感器電流的電壓超過CONTROL建立的閾值電平時(shí)，比較器輸出變高。這會(huì)導(dǎo)致鎖存器的Q輸出轉(zhuǎn)換為邏輯低電平，從而“重置”鎖存器?，F(xiàn)在 M1 關(guān)閉，電感器電流開始下降。振蕩器終再次設(shè)置鎖存器，然后重復(fù)該循環(huán)。
　簡而言之，在單個(gè)開關(guān)周期的過程中，以下事件依次發(fā)生：
　振蕩器變?yōu)檫壿嫺唠娖健?br>　鎖存器的Q輸出變?yōu)檫壿嫺唠娖?。M1現(xiàn)已開啟。
　電感電流逐漸上升。
　代表電感器電流的電壓超過控制閾值。
　比較器輸出變高。
　鎖存器的Q輸出變?yōu)檫壿嫷碗娖?。M1 現(xiàn)在已關(guān)閉。
　電感電流逐漸下降。
　圖 6 中的多窗格圖很好地講述了這個(gè)故事，但您可能需要思考一會(huì)兒。

　

　CMC 降壓轉(zhuǎn)換器中比較器和 SR 鎖存器的電壓波形。
　圖 6.比較器和 SR 鎖存器在 0.040 ms 周期內(nèi)的電壓行為。

　

　圖 7 中的版本更清楚地顯示了時(shí)序關(guān)系： PWM信號(hào)的邏輯高電平部分從振蕩器信號(hào)的上升沿開始，在IND_RAMP達(dá)到CONTROL時(shí)結(jié)束，導(dǎo)致比較器重置鎖存器。

　

　比較器和 SR 鎖存器的電壓波形如圖 6 所示，但時(shí)間周期較短。
　圖 7.比較器和 SR 鎖存器在約 0.015 ms 內(nèi)的電壓行為?！?br>　占空比決定輸出電壓，但控制環(huán)路不必完全依賴輸出電壓來正確調(diào)整占空比。相反，輸出電壓通過誤差放大器提供閾值。電感電流提供了控制功率開關(guān)的基本模式（因此是電流模式控制）。
　比較器輸出和開關(guān)狀態(tài)之間以及開關(guān)狀態(tài)和電感器電流之間的聯(lián)系有時(shí)會(huì)導(dǎo)致IND_RAMP信號(hào)在CONTROL信號(hào)上方和下方呈鋸齒形。反過來，這會(huì)導(dǎo)致PWM信號(hào)出現(xiàn)雜散轉(zhuǎn)換。
　這些轉(zhuǎn)變不會(huì)嚴(yán)重?fù)p害穩(wěn)壓器的功能，但值得注意的是（至少出于模擬目的）您可以通過降低比較器的遲滯電壓來緩解這些轉(zhuǎn)變。前面的圖是用 10 mV 的滯后電壓生成的。在圖 8 中，它已降低至 1 mV。

　

　比較器和 SR 鎖存器的電壓波形如圖 6 和 7 所示，但遲滯減少了 9 mV。
　圖 8.比較器和 SR 鎖存器的電壓行為，遲滯從 10 mV 降至 1 mV。
　這些結(jié)果看起來好多了。盡管如此，我認(rèn)為這種遲滯調(diào)整僅在我的無噪聲仿真環(huán)境中才是解決方案。