隨著照明技術的發(fā)展，LED走進了人們的生活，由于其節(jié)能環(huán)保、使用壽命長，很快獲得了穩(wěn)固的市場地位。但是如果要點亮LED,就需要恒定電流以及高功率因數。所以在LED的設計中，需要集成PFC單級反激式轉換器。PFC為功率因數校正的縮寫，是有效功率除以總耗電量（視在功率）的比值，它反應了電路當中電力被有效利用的程度。但是對一些LED新手來說，PFC方面的知識卻是沒有接觸過的，本篇文章就介紹了反激式LED中的PFC原理，希望對各位有所幫助。

　　在反激拓撲結構當中，PSR（初級端調節(jié)）是一種為快捷高效的電路設計，它通過使用具有初級端調節(jié)（PSR）的單級拓撲來實現。在圖1中我們給出了高功率因數的單級PSR反激式LED驅動的原理圖。

　　圖1:具有高功率因數的單級PSR反激式LED驅動器

　　對于初級端調節(jié)，通常優(yōu)先使用非連續(xù)導通工作模式（DCM），因為它能提供極為的輸出調節(jié)。為了實現高功率因數和低總諧波失真（THD），通常會在開關頻率固定的DCM反激式轉換器中采用恒定導通時間控制。圖2所示為初級端開關電流、次級端二極管電流和MOSFET開關柵極信號的典型理論波形。

　　圖2:DCM反激式PFC轉換器的時序和輸入電流

　　在導通時間恒定的條件下，平均輸入電流如下式所示：

　　此處，D為轉換器的開關占空比，為反激變壓器的初級繞組電感。上式表明輸入電流波形始終跟隨輸入電壓。因此，轉換器實現單位功率因數。

　　然后，可通過下式計算RMS輸入電流：

　　為了保持DCM工作模式，占空比D必須滿足：

　　為了確保反激式轉換器在DCM模式下以單位功率因數工作，并具備低THD性能，通常使用匝數比相對較小的變壓器。這類反激式變壓器會導致較小的開關占空比，使流過MOSFET開關和變壓器的峰值以及RMS電流變大，從而造成更多功耗損失。由于峰值開關電流較高，因此需要用到相對較大的EMI濾波器。

　　具有臨界導通工作模式（BCM）的反激式轉換器具有零電壓導通特性，可降低開關損耗，因此常用作單級PFC轉換器。與DCM工作模式不同，BCM反激式方法由恒定導通時間和可變開關頻率控制。這里PFC的BCM反激式方法適用于需要相對較高PF,但總體諧波失真（THD）并不低于10%的很多應用。下面的圖3顯示了其初級端開關電流、次級端二極管電流和MOSFET柵極開關信號的理論波形。

　　圖3: BCM反激式PFC轉換器的時序和輸入電流

　　平均輸入電流表述如下：

　　上文輸入電流等式中的分母使得電流波形呈現出明顯的非正弦形態(tài)。下面的圖4顯示了BCM反激式拓撲的輸入電流波形，其中RVR為參數。對輸入電流波形的諧波分析表明，若RVR為2,則很難獲得低于10%的THD。

　　圖4: 以RVR作為參數的BCM反激式拓撲輸入電流波形

　　在開關的關斷期間，開關上的電壓等于峰值輸入電壓加上反射電壓VR.因此，由于MOSFET開關的額定電壓限制，RVR的可能值范圍僅為1（美國標準輸入電壓）和2~3（歐洲標準輸入電壓）。對于采用通用輸入電壓的照明應用而言，為了達到相對較低的THD,必須使用800 V甚至1000 V MOSFET,以使RVR比率盡可能低。它的開關頻率也有可能變得非常高，尤其是在高輸入交流電壓的LED調光應用中。

　　綜合分析之后，我們可得出以下結論：

　　1.用于MOSFET峰值漏極電流的輸入電壓無需作為參考。如果導通時間在半周期間是恒定的，則峰值漏極電流將會隨著輸入電壓的變化而變化。

　　2. 輸入電流波形不理想的主要原因是可變頻率，更確切地說是可變占空比。在漏極電流波形相同的情況下，如果占空比在半周期間保持恒定，則輸入電流將會是正弦曲線。

　　反激式電路是目前比較經濟且高效的一種電路。它不需要電路進行電解電容的輸入和反饋電路的設定，并且只需要較少的外部元件，降低了整體成本，所以才會成為目前照明電路設計的主流。