微電網(wǎng)存在并網(wǎng)和孤島兩種運行模式。當微電網(wǎng)孤島運行時，由于微電網(wǎng)中起支撐作用的電壓源型逆變器（VSI）按照下垂特性工作，微電網(wǎng)電壓會與大電網(wǎng)電壓產(chǎn)生偏離，重并網(wǎng)過程中兩者間的同步問題是實現(xiàn)微電網(wǎng)運行模式無縫切換的關鍵。本文借鑒三相軟件鎖相環(huán)（SPLL）的思想，提出一種基于下垂控制的微電網(wǎng)并網(wǎng)預同步控制策略，通過此控制策略實現(xiàn)微電網(wǎng)電壓與大電網(wǎng)電壓的同步，從而避免了并網(wǎng)過程的沖擊電流，終實現(xiàn)微電網(wǎng)系統(tǒng)由孤島模式到并網(wǎng)模式的無縫切換。論文通過仿真和實驗驗證了控制策略的有效性。

　　1. 引言

　　微電網(wǎng)是由負載和多個單體微電源組成的供電網(wǎng)絡系統(tǒng)，三相逆變器是其中主要的接口單元，基于下垂（droop）控制策略的微電網(wǎng)逆變器，輸出呈現(xiàn)電壓源的特性，能夠為孤島運行模式下的微電網(wǎng)提供電壓和頻率支撐，且易于實現(xiàn)微電源和負荷的即插即用以及微電網(wǎng)運行模式的無縫切換，因此在國內(nèi)外獲得了廣泛的研究和應用[1]。

　　微電網(wǎng)孤島運行時，由于下垂控制作用，其電壓會與大電網(wǎng)電壓產(chǎn)生偏離，直接重合閘并網(wǎng)可能引起巨大的沖擊電流，造成設備損壞，所以微電網(wǎng)并網(wǎng)前，必須考慮采取一定的預同步控制措施，保證微電網(wǎng)電壓與大電網(wǎng)電壓的同步[2].文獻[3]建立了微電網(wǎng)運行模式切換時刻的數(shù)學模型，分析得出并網(wǎng)時刻微電網(wǎng)和大電網(wǎng)兩者電壓的相位差是導致并網(wǎng)電流沖擊的主要原因。文獻[4]提出一種基于兩相靜止坐標系的并網(wǎng)預同步控制方法，但不能直接適用于基于旋轉坐標系的微電網(wǎng)下垂控制策略。

　　本文立足于d-q 旋轉坐標系，提出了一種基于下垂控制的微電網(wǎng)并網(wǎng)預同步控制策略。通過此控制策略實現(xiàn)微電網(wǎng)電壓對大電網(wǎng)電壓的相位追蹤與同步，保證了微電網(wǎng)由孤島運行模式到并網(wǎng)運行模式的無縫切換。本文在分析下垂控制策略原理的基礎上，詳細介紹了并網(wǎng)預同步控制的實現(xiàn)方法，理論分析和實驗結果表明此種預同步控制策略能與下垂控制中基于d-q 坐標系的瞬時功率理論良好的結合，并且具有良好的快速性和穩(wěn)定性。

　　本文立足于d-q 旋轉坐標系，提出了一種基于下垂控制的微電網(wǎng)并網(wǎng)預同步控制策略。通過此控制策略實現(xiàn)微電網(wǎng)電壓對大電網(wǎng)電壓的相位追蹤與同步，保證了微電網(wǎng)由孤島運行模式到并網(wǎng)運行模式的無縫切換。本文在分析下垂控制策略原理的基礎上，詳細介紹了并網(wǎng)預同步控制的實現(xiàn)方法，理論分析和實驗結果表明此種預同步控制策略能與下垂控制中基于d-q 坐標系的瞬時功率理論良好的結合，并且具有良好的快速性和穩(wěn)定性。

　　2. 下垂控制策略原理分析

　　圖1 為微電網(wǎng)中2 臺逆變器并聯(lián)運行的簡化原理圖。設逆變器1 的輸出阻抗Zo1∠φo1 與連線阻抗Zc1∠φc1 之和為Z1∠φZ1,逆變器2 的輸出阻抗Zo2∠φo2與連線阻抗Zc2∠φc2 之和為Z2∠φZ2。每臺逆變器的輸出電壓為Vn∠φn,輸出電流為Ion（n=1,2）。微電網(wǎng)母線電壓為V∠0.IH 為兩臺逆變器之間的環(huán)流[5]。

　　由上述兩式分析可得：逆變器n 輸出的有功功率Pn 主要取決于電壓相角φn；無功功率Qn 主要取決于逆變器輸出電壓的幅值Vn。因此就可以通過控制電壓相位φn 調節(jié)有功功率Pn，控制電壓幅值Vn 調節(jié)無功功率Qn，由于相位φn 不易檢測，通常用角頻率ωn 代替，即下垂特性：

　　式中，Pn*為逆變器n 輸出的額定有功功率，Qn*為逆變器n 輸出的額定無功功率；m,n 為逆變器的下垂系數(shù)。

　　3. 并網(wǎng)預同步控制策略

　　本文提出的基于下垂控制的微電網(wǎng)并網(wǎng)預同步控制策略結構如圖2 所示。

　　并網(wǎng)預同步控制單元如虛線框中所示：首先通過三相軟件鎖相環(huán) （SPLL）技術獲得電網(wǎng)電壓相位θg,角頻率ωg,幅值Eg,此處所得電網(wǎng)電壓信息還可以在系統(tǒng)其它功能算法中獲得應用。

　　三相軟件鎖相環(huán)是一個能夠自動跟蹤輸入信號頻率與相位的閉環(huán)控制系統(tǒng)，其原理如圖3 所示，三相電網(wǎng)電壓νga,νgb,νgc 先后經(jīng)過CLACK 變換和PARK變換得到兩相旋轉坐標系下的電壓νgd 和νgq,其中PAKE 變換使用的參考相位為鎖相環(huán)的輸出相位θg,然后將PARK 變換的q 軸分量νgq 與零參考做PI 調節(jié)，PI 調節(jié)器的輸出角頻率與固有角頻率ωff（一般取為電網(wǎng)電壓額定角頻率100π）相加得到輸出角頻率ωg,再經(jīng)過一個積分環(huán)節(jié)后即可得到終的輸出相位θg,經(jīng)過如上所述的負反饋調節(jié)，終得到鎖相環(huán)輸出相位角θg 與輸入信號的完全同步，實現(xiàn)對電網(wǎng)電壓的鎖相。

　　在上述電網(wǎng)電壓鎖相的基礎上，微電網(wǎng)電壓對電網(wǎng)電壓的同步追蹤過程如圖4 所示。圖中θg 和ωg 為大電網(wǎng)電壓的相位和角頻率，θ 和ω 為微電網(wǎng)母線電壓的相位和角頻率，Δθ 為兩者之間的相位差，d-q 坐標系以電網(wǎng)電壓角頻率ωg 旋轉。同步追蹤過程就是通過調整微電網(wǎng)母線電壓的角頻率，使微電網(wǎng)母線電壓和大電網(wǎng)電壓之間的相位差Δθ 不斷趨向于零。當兩者完全實現(xiàn)同步時，應該有Δθ 等于零，此時微電網(wǎng)母線電壓在q 軸分量上的投影為零，因此可以通過控制νq=0來實現(xiàn)兩者的同步。

　　νq 可以通過對三相微電網(wǎng)電壓按照式（9）做同步坐標變換得到，其中νoa、νob、νoc 為微電網(wǎng)的三相母線電壓，θg 為上述三相電網(wǎng)電壓鎖相環(huán)的輸出相位。

　　將上述變換得到的q 軸分量νq 與零參考進行PI調節(jié)，PI 調節(jié)器的輸出ωsync 即為同步補償角頻率，將此同步補償角頻率與下垂控制的生成的角頻率按照式（10）疊加，作為三相逆變器輸出電壓的參考角頻率。

　　此外為防止預同步過程中微電網(wǎng)頻率發(fā)生劇烈波動，影響電能質量，應對PI 調節(jié)器的輸出進行限幅。

　　4. 仿真及實驗結果

　　為驗證上文所提并網(wǎng)預同步控制策略的有效性，用MATLAB/Simulink 搭建了微電網(wǎng)仿真模型，模型結構如圖2 所示。圖5 為仿真結果。圖5（a） 為預同步過程中微電網(wǎng)電壓和大電網(wǎng)電壓的波形圖，可以看出兩者之間的相位差不斷減小，并終實現(xiàn)同步。圖5（b）為并網(wǎng)前后，并網(wǎng)開關處的電流波形，可以看出，在并網(wǎng)預同步控制的作用下，合閘時刻不存在沖擊電流。

　　此外，搭建了以TMS320F2812 為控制器的50kVA三相微電網(wǎng)逆變器實驗平臺。系統(tǒng)實驗波形如圖6 所示。圖6（a）為三相電網(wǎng)電壓及其鎖相環(huán)輸出相位波形，可以看出鎖相環(huán)輸出相位在0 到2π 之間變化，并且能準確跟蹤電網(wǎng)電壓的頻率和相位。圖6 （b）為微電網(wǎng)電壓和大電網(wǎng)電壓的相位波形，可以看出追蹤同步過程中兩者之間的差值不斷縮小并終趨近于0。圖6 （c）為微電網(wǎng)和大電網(wǎng)兩者的A 相電壓波形，由圖可見預同步過程中兩者相位差不斷縮小，并終實現(xiàn)同步。

　　5. 結論

　　為避免微電網(wǎng)并網(wǎng)時，由于微電網(wǎng)電壓和大電網(wǎng)電壓的不同步導致的并網(wǎng)電流沖擊，本文提出的一種基于下垂控制的微電網(wǎng)并網(wǎng)預同步控制策略，通過動態(tài)調節(jié)逆變器輸出電壓的同步補償角頻率，實現(xiàn)微電網(wǎng)電壓與大網(wǎng)電壓的相位同步，保證了微電網(wǎng)由孤島模式到并網(wǎng)模式的無縫切換，提高了微電網(wǎng)系統(tǒng)的安全性和穩(wěn)定性。，通過仿真和實驗驗證了控制策略的可行性。

　　參考文獻

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　　[2] 張純，陳民軸，王振存。微網(wǎng)運行模式無縫切換的控制策略研究[J].電力系統(tǒng)保護與控制，2011,39（20）：1 - 5.

　　[3] M. J. Yang, F. Zhuo, X.W. Wang. Research of Seamless Transfer Control strategy of microgrid system[A].8th International Conference on Power Electronics-ECCE Asia[C]. The Shilla Jeju Korea,2011:2059 -2066.

　　[4] Juan C. Vasquez, Josep M. Guerrero, Mehdi Savaghebi.Modeling, Analysis, and Design of Stationary Refrence Frame Droop Controlled Parallel Three-Phase Voltage Source Inverters [J].IEEE Trans on Volume,2012,33（8）：1-10.

　　[5] 關雅娟，鄔偉揚，郭小強。微電網(wǎng)中三相逆變器孤島運行控制技術[J].中國電機工程學報，2011,31（33）：52-60.

　　作者簡介：

　　張中鋒（1988-），男，山東臨沂人，碩士，研究方向為功率電子變換技術。

　　通訊地址：南京市御道街29號南京航空航天大學智能樓203室。