多路輸出的開關(guān)電源因其體積小、性價比高廣泛應(yīng)用于小功率的各種復(fù)雜電子系統(tǒng)中。然而伴隨著現(xiàn)代電子系統(tǒng)發(fā)展，其對多路輸出電源的要求越來越高，如體積、效率、輸出電壓、負(fù)載能力（輸出電流）、交叉調(diào)整率、紋波和噪聲等。其中，交叉調(diào)整率是指當(dāng)多路輸出電源的一路負(fù)載電流變化時整個電源各路輸出電壓的變化率，是考核多路輸出電源的重要性能指標(biāo)。受變壓器各個繞組間的漏感、繞組的電阻、電流回路寄生參數(shù)等影響，多路輸出電源的交叉調(diào)整率一直以來是多路輸出開關(guān)電源的設(shè)計重點。

　　目前改進(jìn)交叉調(diào)整率的方法可分為無源和有源兩類。有源的方法需要增加額外的線性穩(wěn)壓或開關(guān)穩(wěn)壓電路，雖然可以得到較高的交叉調(diào)整率，但卻是以犧牲電源的效率、成本為代價的，且從可靠性和復(fù)雜性也不如無源的方法好。提起無源交叉調(diào)整率優(yōu)化方法，有經(jīng)驗的工程師首先會想到輸出電壓加權(quán)反饋控制，其次如果選用反激電路還會通過優(yōu)化變壓器各繞組耦合以及優(yōu)化嵌位電路來進(jìn)一步優(yōu)化交叉調(diào)整率，如果選用的是正激電路則會將各路輸出濾波電感耦合在一起來進(jìn)一步優(yōu)化交叉調(diào)整率?？墒钱?dāng)以上優(yōu)化措施均已采用了，還是無法滿足設(shè)計要求時，通常只好無奈地添加假負(fù)載用效率來換取交叉調(diào)整率，或改選為成本較高的有源的優(yōu)化設(shè)計方案。

　　下面介紹一種TDK-Lambda新型的改善交叉調(diào)制率的多路輸出解決方案，此方案可以使得用無源方法進(jìn)一步提高交叉調(diào)整率。

　　如圖1所示，對于匝數(shù)相等的兩個輸出繞組（Ns1=Ns2），我們在兩個跳變的同名端跨接一個電容C1,這樣可以很好地改善交叉調(diào)整率。

　　                                     圖1

　　對于圖1所示的反激變換器，考慮其各繞組的漏感，可等效為圖2所示電路，Lleak1、Lleak2和Lleak3分別繞組Ns1、Ns2和Np的漏感。

　　                   圖2

　　由于Ns1=Ns2,在電源整個工作過程中，始終有Vs1=Vs2,所以電路可以等效為圖3所示，其中Is1和Is2分別為流過繞組Ns1和Ns2的電流。

　　                    圖3

　　電源穩(wěn)定工作時，電感Lleak1和Lleak2兩端的平均電壓為0V,所以電容C1兩端的平均直流電壓也為0V.隨著電容C1容值的增大，電容上的紋波電壓會越來越小，所以Vo1會越來越接近Vo2,即電源的交叉調(diào)整率隨著C1容值的增大會越來越好。

　　為了便于分析，我們做出如下假設(shè)：

　　1、忽略電路中二極管的壓降，認(rèn)為壓降為0V。

　　2、電容C1的容值很大，使得C1和漏感Lleak1和Lleak2的諧振周期大于SW1的開關(guān)周期。

　　3、Vo2輸出電壓為反饋檢測電壓，保持不變，Vo2負(fù)載較重，Vo1為輕負(fù)載，Vo1>Vo2。

　　基于上面假設(shè)，電源工作期間副邊各元件的電流將如圖4所示，Is1和Is2分別為流過繞組Ns1和Ns2的電流，Ip為變壓器原邊電流，ID1和ID2分別為流經(jīng)D1和D2的電流，Vc1是電容C1上的電壓。

　　                     圖4          

　　注：本圖僅示意電壓電流的變化方向

　　為了便于確定電路的初始狀態(tài)，我們以t5時刻作為電源工作周期的開始，在t5時刻二極管D1的電流變?yōu)?,電容C1上的電壓Vc1此時處于值，且有：

　　在二極管D1截止后，副邊電路可進(jìn)一步等效為圖5所示電路。因為Vs<Vc1,所在t5時刻電容C1與漏感Lleak1開始諧振放電，電流Is1變?yōu)樨?fù)值。

　　                    圖5

　　到t6時刻原邊開SW1關(guān)閉合后，Vs電壓被感應(yīng)為負(fù)值（如圖6所示）。在SW1閉合期間電源分兩個階段工作：變壓器電流由副邊繞組向原邊繞組換流（t6~t7）階段和變壓器儲能（t7~t9）階段。

　　                  圖6

　　在t6~t7期間，ID2>0,二極管D2繼續(xù)導(dǎo)通，

　　由關(guān)系式

　　可知，電流Is1和Is2都快速下降，直到t7時刻I_D1=Is1+Is2=0時，二極管反向截止，副邊繞組向原邊繞組換流階段結(jié)束。

　　在t7~t9階段，二極管D2反向截止，電流Is1與Is2大小相等，反向相反。

　　電容C1與漏感Lleak1+Lleak2諧振放電，  由于變壓器副邊到原邊換流后Is2仍較大，所以Vc1很快在t8時刻有正電壓變?yōu)樨?fù)電壓，并反向充電，同時電流Is2=-Is1開始減小，直到t9（也就是t0）時刻SW1關(guān)斷。

　　在t0時刻SW1關(guān)斷，變壓器進(jìn)入由原邊向副邊的換流階段，Vs>Vo2>Vo2+Vc1（此時Vc1<0），二極管D2開始，導(dǎo)通，電流Is1和Is2迅速增大，t1時刻Is1由負(fù)變?yōu)檎⒔?jīng)C1和D2流向Vo2（如圖7所示）。t2時刻換流結(jié)束，此時有

　　當(dāng)變壓器原邊電流向副邊換流結(jié)束后，Vs<Vo2,Is2開始減小有。

　　到t3時刻電容電壓充電到Vs=Vc1+Vo2,并且隨著Vc1的增加有Vs<Vc1+Vo2,所以從t3時刻開始，Is1開始減小，但仍繼續(xù)給C1充電，并經(jīng)D2流向Vo2。

　　                    圖7

　　t4時刻，二極管D1開始導(dǎo)通， 副邊電路又等效為圖3,電流Is1經(jīng)D1流向Vo1, C1電壓被嵌位在Vc1=Vo1-Vo2,而Is1繼續(xù)減小，直到t5時刻，Is1=0,二極管D1反向截止，電源完成一個開關(guān)周期的工作。

　　圖8為SW1關(guān)斷期間副邊各支路平均電流流向圖。繞組Ns1和Ns2在輸出的平均電流分別為：

　　由圖4中Vc1的波形可知，在開關(guān)SW1關(guān)斷期間，電容C1的電壓Vc1負(fù)變值為了正值，所以 Ic1>0, 所以可以得出：繞組間跨接電容C1后，在開關(guān)SW1關(guān)斷期間，輸出輕負(fù)載的繞組Ns1的實際負(fù)載加重了，而輸出重負(fù)載的繞組Ns2的實際負(fù)載減輕了，所以會使得交叉調(diào)整率得以改善。

　                       　圖8

　　目前此方案已經(jīng)成功地應(yīng)用到了TDK-lambda 的CUT75系列產(chǎn)品上。

　　以CUT75-522為例，電源使用環(huán)境如下：

　　輸入電壓：85 ~ 265VAC或 120 ~ 370VDC.

　　負(fù)載范圍：  5V: 0 ~ 8A；

　　                 +12V: 0 ~ 3A;

　　                 -12V: 0 ~ 1A。

　　工作溫度：  -20 ~ 70℃。

　　通過采在繞組間跨接電容，用無源的方法成功地將+12V和-12V的交叉調(diào)整率做到了±5%以內(nèi)。下面表1為電源在各種輸出負(fù)載情況下，實測的各路輸出電壓的值和值，以及基于實測值計算的交叉調(diào)整率。

　　                     表1

　　同時因為在繞組間跨接電容，可以使得CUT75系列電源在滿足交叉調(diào)整率的情況下，能夠把電源內(nèi)部的假負(fù)載降到了幾乎為零，所以有效的提高了電源的效率，從而使得電源的體積可以做的更小。CUT75系列電源在輸入電壓200VAC時滿載效率實測值已經(jīng)做到了85%,比市場上同類產(chǎn)品提高了約5%,其體積自然也比市場上同類產(chǎn)品要小。

　　市場上能夠滿足±5%交叉調(diào)整率的同類產(chǎn)品，多采用有源的方法來優(yōu)化交叉調(diào)整率， 而CUT75系列電源采用的是無源的方法，相比之下CUT75系列電源在可靠性方面更具優(yōu)勢。

　　                  CUT75系列電源實物圖

　　鄭重聲明：

　　此文章僅供學(xué)習(xí)使用，文章中講述的交叉調(diào)整率優(yōu)化方案TDK-Lambda公司已經(jīng)申請了，受法律保護(hù)，請勿侵權(quán)！