這種拓?fù)鋼碛性S多優(yōu)點(diǎn)，特別是輸入電壓范圍為手機(jī)電池的36到72 V時(shí)。拓?fù)涞恼伎毡葹?7%,從而將設(shè)計(jì)限定在67%輸入電壓時(shí)的占空比。與此同時(shí)，關(guān)閉時(shí)主開(kāi)關(guān)的電壓被限定為電源軌輸入電壓。這就意味著，低壓FET會(huì)與其相應(yīng)低RDS（on）電阻一起使用。這種拓?fù)溥€提供了一種恢復(fù)電源變壓器和主側(cè)漏電感中磁能的方法，從而不再需要高損耗的緩沖器。

圖2:VIN（min）和VIN（max）的負(fù)載輸出電感紋波

　　這種轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)在許多其他方面都與降壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)一樣，但是占空比必須限定在67%,以避免出現(xiàn)變壓器飽和。通過(guò)選擇一個(gè)具有編程占空比的控制IC（例如：UCC2807-1等），可以實(shí)現(xiàn)這種限制（見(jiàn)《參考文獻(xiàn) 2》）。由于這種控制器具有要求的占空比限制功能，因此它是這種應(yīng)用的。所以，本文使用了這種控制器，利用其各種特性進(jìn)行分析。

　　下面的分析均假設(shè)有一個(gè)100W、3.3V輸出的理論開(kāi)關(guān)電源。該電源流過(guò)輸出電感的峰值到峰值紋波電流等于30A輸出DC負(fù)載電流的10%,而輸入電壓范圍為36V到78V之間。另外，我們還假設(shè)0.5V正向壓降Vfd的同步整流器用于輸出。步是確定變壓器的匝數(shù)比。輸入電壓時(shí)，占空比處在極限 （67%）。利用下列方程式可計(jì)算出變壓器輸出端需要的電壓。

　　如果假設(shè)變壓器繞組電壓為36V,則匝數(shù)比（Np）為6.147,因此會(huì)使用6匝的繞組。繞組被分成兩部分，每部分3匝（參見(jiàn)圖1）。標(biāo)準(zhǔn)方法是，把二次繞組夾在兩個(gè)分拆開(kāi)的繞組之間，Q3也放置在它們兩個(gè)之間。輸入為78V時(shí)，變壓器輸出電壓為12.3V,從而得到約31%的占空比Dmin.因此，"關(guān)閉"時(shí)間等于

　　其中，fsw為200kHz的計(jì)劃開(kāi)關(guān)頻率。達(dá)到10%理想峰值到峰值紋波電流的輸出電感（圖1所示L1）為：

　　通過(guò)計(jì)算得到，方程式2中輸出電感為4.33μH.為了設(shè)計(jì)方便，我們使用4.5μH.使用該值以后，可以計(jì)算得到輸出電感的下降電流Ids為：

　　通過(guò)計(jì)算得到，電感的下降電流 （Ids） 為 0.844 A/μs.同時(shí)還得到，輸入電壓時(shí)輸出電感的峰值電流為：

　　由于峰值到峰值紋波電流被定義為10%輸出電流，該電流經(jīng)過(guò)平衡后得到額定DC輸出。所得峰值電流為31.884 A.

　　輸入電壓時(shí)，確定LOUT的差動(dòng)電壓是可能的。由此，我們可以知道輸出電感的變化速率為0.489 A/μs.知道占空比和頻率后，便可以計(jì)算出輸出電感中電流增加的時(shí)間，從而能夠確定這些狀態(tài)下的紋波電流大小。，我們可以知道輸入電壓下的峰值電流為31.122 A.具體波形顯示在圖2中。這些值幾乎都相等，但如果增加下降電流，它們便會(huì)變化-以一種令人吃驚的方式。為了獲得輸入電壓必須給峰值電流增加的下降電流為：

　　為了獲得輸入電壓而必須給峰值電流增加的下降電流為：

　　請(qǐng)參見(jiàn)圖3,其有效下降電流被添加至圖2所示電流。結(jié)果，即使實(shí)際峰值相反，但輸入電壓的有效峰值電流還是高于輸入電壓的有效峰值電流。有效電流（包括輸入電壓的下降電流）的峰值為33.9A,其為設(shè)置電流檢測(cè)電阻器Rs必須使用的值。該電流（包括轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏鞯南陆惦娏鳎?.658A.選作控制器的IC擁有1.0V的典型電流自動(dòng)切斷電平，但容差值在0.9到1.1V之間。要確保所有單元都能提供要求的功率，需使用下限，并設(shè)定Rs值，以便讓5.658A時(shí)它的電壓為0.9V值的95%.這樣便可實(shí)現(xiàn)5%的瞬態(tài)安全余量，并將Rs設(shè)定在0.15Ω。當(dāng)然，會(huì)有5W左右的功率損耗，其有可能由一個(gè)電流變壓器產(chǎn)生。使用一個(gè)100:1的變壓器時(shí)，Rs可能會(huì)增加至15Ω。后面內(nèi)容，我們假設(shè)使用這樣一個(gè)變壓器。

圖3:二次電流加有效下降電流

　　實(shí)際上，下降電流（Ids）既沒(méi)有流過(guò)電流變壓器，也沒(méi)有流過(guò)電源變壓器，但卻需要考慮其影響，它會(huì)影響電阻器Rs的電壓。因此，需在電阻器Rs和IC的電流檢測(cè)引腳之間增加一個(gè)電阻器Rdspri.在IC的電流檢測(cè)引腳處，電流斜波被注入到電路中。這種電流斜波的存在，讓IC電流檢測(cè)引腳和電阻器Rs之間電阻器Rdspri中形成的等變電壓（ramp voltage），等于Ids轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏髟陔娮杵鱎s中形成的電壓。我們假設(shè)，一個(gè)等效下降電流正流經(jīng)電阻器Rs,從而同時(shí)考慮到電源變壓器和電流變壓器繞組比。這種情況下，為了計(jì)算簡(jiǎn)單，我們將電阻器Rdspri設(shè)定為1kΩ，其遠(yuǎn)大于電阻器Rs.

　　接下來(lái)，計(jì)算Rdspri要求的dv/dt:

　　由該結(jié)果，我們可以計(jì)算得到1kΩ電阻器需要的電流斜波：

　　"開(kāi)"時(shí)間的這種電流帶來(lái)70.7μA的峰值電流。

　　使用一個(gè)可編程、占空比PWM控制器（例如：UCC2807）時(shí)，通過(guò)將兩個(gè)計(jì)時(shí)電阻器設(shè)定為相同值來(lái)將占空比設(shè)定為67%相對(duì)更加簡(jiǎn)單，如產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)所示。另外，這種組件的規(guī)格額定，計(jì)時(shí)電容器的谷值電壓和峰值電壓分別等于1/3VCC和2/3VCC.這樣便得到一個(gè)1/3VCC的電壓斜波幅值。知道這一點(diǎn)以后，我們現(xiàn)在便可以對(duì)電路進(jìn)行設(shè)計(jì)，讓它產(chǎn)生一個(gè)可注入到電流檢測(cè)電路中的斜波電流，以向電流信號(hào)提供下降電流。

　　圖4顯示了用于產(chǎn)生期望電流的一個(gè)電路。該電路基于UCC2807-1控制IC,VDD設(shè)定為11V."三角"斜波的谷值電壓和峰值電壓為3.667V值和7.33V值，并且值到值的時(shí)間等于"開(kāi)"時(shí)間。在該電路中，R3等于2倍R4.這樣便讓Q6基極的電壓等于1/3VCC,其為"三角"電壓的谷值。由于"三角"引腳的電壓在谷值到峰值（2/3VCC）之間擺動(dòng)，R2的電壓便在0到1/3VCC之間線性變化。給R2選擇一個(gè)值，讓其獲得70.7μA 的電流和3.667 V的 （51.8 kΩ） 電壓，然后使用Q5/R1和Q7/R6構(gòu)建起統(tǒng)一電流反射鏡。這樣，設(shè)計(jì)人員便可以生成電流檢測(cè)信號(hào)，將所需電流加至電流檢測(cè)信號(hào)，并擁有正確的形態(tài)和1Kω電阻計(jì)時(shí)。

圖4:用于生成預(yù)期Rdspri電流的電路

　　結(jié)論

　　三開(kāi)關(guān)正向轉(zhuǎn)換器在能量回收方面擁有許多獨(dú)到之處，它可以將磁能和側(cè)漏能量返回至源，無(wú)需使用緩沖器，降低了普通正向轉(zhuǎn)換器中常見(jiàn)的電磁干擾。相比占空比大于50%的雙開(kāi)關(guān)正向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，它同樣具有許多優(yōu)勢(shì)。本文為您介紹了一個(gè)計(jì)算舉例。在確定電流檢測(cè)電阻器值，以及了解降壓轉(zhuǎn)換器50%以上占空比穩(wěn)定工作所需下降電流的影響時(shí)，這種計(jì)算都是必需的。文章還介紹了增加轉(zhuǎn)換器下降電流的一種方法。

參考文獻(xiàn):

[1]. UCC2807-1 datasheet http://m.58mhw.cn/datasheet/UCC2807-1_670181.html.
[2]. 30A datasheet http://m.58mhw.cn/datasheet/30A_953528.html.