摘搖要：通過對二極管的反向恢復(fù)過程及相關(guān)應(yīng)用的研究，指出二極管反向恢復(fù)時間測試的必要性，綜合比較了三種現(xiàn)有的反向恢復(fù)時間的測試方法的優(yōu)缺點，提出并設(shè)計了一個測量范圍更廣、更實用、更高、成本也較低的高壓二極管反向恢復(fù)時間測試系統(tǒng)。該文對設(shè)計方案進(jìn)行了誤差分析，根據(jù)儀器在工廠的運行情況及示波器結(jié)果顯示的比較，證明方案可行且誤差較小。

　　晶體管和二極管常在脈沖電路中作為開關(guān)使用，這主要是利用它們對正反向電流表現(xiàn)出的通斷特性。二極管與一般開關(guān)的不同在于，開關(guān)作用由兩端所加電壓的極性決定，而且導(dǎo)通時有微小的壓降，關(guān)斷時有微小的電流。由于二極管中PN 結(jié)電容效應(yīng)的存在，當(dāng)二極管外加電壓極性翻轉(zhuǎn)時，原工作狀態(tài)相應(yīng)的變化不能在瞬間完成。特別是外加電壓從正向偏置變成反向偏置時，二極管中電流由正向變成反向，但翻轉(zhuǎn)后的瞬間有較大的反向電流，經(jīng)過一定時間后反向電流才會變得很小，而這段時間即為二極管的反向恢復(fù)時間T_RR.實際應(yīng)用時，如果反向脈沖的持續(xù)時間比T_RR 短，則二極管在正反向都可導(dǎo)通，起不到開關(guān)作用。因此了解二極管的T_RR對選取管子和設(shè)計電路至關(guān)重要，但只有少量二極管的TRR可從技術(shù)手冊查到。二極管反向特性的測試一般僅針對反向擊穿電壓和反向飽和電流等，沒有涉及到T_RR,因此設(shè)計一種測量二極管反向恢復(fù)時間的測試系統(tǒng)變得很有必要。

　　1 三種T_RR測試方法的比較

　　目前，只有很少量的文章討論過測量二極管反向恢復(fù)時間的方法和實施過程。它們提出的方案主要有以下3 種：

　?。?）利用高掃描頻率的示波器、信號發(fā)生器、電流放大器等實驗儀器和簡單搭建的測試電路，在示波器上顯示出二極管在整個正反向偏置電路轉(zhuǎn)換過程中電流變化的波形，人工讀取TRR 值。這種方案直接利用實驗室的普通儀器進(jìn)行測試，方法簡單，但示波器時標(biāo)的準(zhǔn)確性較低，人工讀數(shù)的誤差也較大。

　　當(dāng)測試一些TRR 較小的二極管時，對示波器掃描頻率的要求會大大提高，不是所有實驗室都能實施的，廣泛應(yīng)用將受到限制，這種方案不宜工廠采用。

　　（2）利用信號發(fā)生器提供正反向偏置回路的轉(zhuǎn)換信號產(chǎn)生T_RR 測試波形，然后通過兩個比較器獲取與T_RR時間間隔等寬的脈沖，用高速計數(shù)器在規(guī)定的一段時間內(nèi)對該脈沖進(jìn)行計數(shù)，從而計算出一個脈沖寬度的時間（ 即T_RR 值）。相比第1 種方案，它的準(zhǔn)確性更高，且對實驗儀器的要求不高，應(yīng)用更廣泛。但這種方案受計數(shù)器計數(shù)頻率的限制，主要適用于測量T_RR 在100 ns 以上的二極管，當(dāng)二極管的T_RR較小時，對計數(shù)器計數(shù)頻率的要求會提高，成本會大大增加。另外，這種方案需要信號發(fā)生器，在工廠批量生產(chǎn)線上使用仍受限制。

　　（3）以T_RR 測試波形獲取模塊、高速取樣電路（獲取T_RR脈沖）、微處理機系統(tǒng)構(gòu)成的二極管TRR測試系統(tǒng)。它無需額外的儀器，系統(tǒng)獨立工作，相比第2 種方案更靈活，也更容易實現(xiàn)。但該測試系統(tǒng)邏輯復(fù)雜，大部分采用數(shù)字器件，相比大量采用模擬器件的電路，時間延遲較大。它采用OC 非門作積分開關(guān)，存在等效電阻非理想化的問題，增大了測試的誤差，還可能導(dǎo)致線性積分電路的非線性失真。另外，這一方案能測的二極管T_RR 在微妙級，測量范圍較小。

　　鑒于上述3 種方案的特點，在此提出并實現(xiàn)了一種更簡單實用，成本較低，測量范圍更廣的二極管反向恢復(fù)時間測試系統(tǒng)。該系統(tǒng)無需額外儀器，測量范圍從十幾納秒到幾百納秒均可，已成功地應(yīng)用在江蘇如皋大昌電子公司高壓二極管測試生產(chǎn)線上。

　　2 T_RR測試波形的獲取

　　圖1 為TRR測試波形（ 即整個正反向偏置回路轉(zhuǎn)換的過程中，流過待測二極管Dx 的電流變化波形）獲取的硬件簡圖。圖2 為波形時序圖。其中，V_control控制信號與上一節(jié)討論的前兩種方案中信號發(fā)生器的功能相似，是用邏輯集成器件搭建的。

圖1 TRR測試波形獲取的硬件簡圖

　　當(dāng)V_control 為"0"電平時， 場效應(yīng)管TR1 截止。

　　V_control為"0"電平的瞬間，穩(wěn)壓源VR 對C1 進(jìn)行充電，V_control為"0"電平的持續(xù)時間足夠長，使得C1 有足夠的時間完成充電過程。充電完成后，VR 回路斷開，僅由正向恒流源IF 對Dx 工作，此時為正向偏置。

　　當(dāng)V_control為"1"電平時，場效應(yīng)管TR1 導(dǎo)通。此時，IF 從D1 -R2 回路流走，停止對Dx 的正向偏置作用，僅由充滿電的C1 通過TR1 -Rs -Dx 回路對Dx 施以與VR 相等大小的反向偏置電壓。

　　Dx 由正向偏置轉(zhuǎn)換成反向偏置后的整個過程，在取樣電阻Rs 上得到V_Rs（ =i·Rs），即為TRR的測試波形。當(dāng)V_control以適宜的占空比和頻率將正反向偏置回路來回切換時，從Rs 處便可獲取如圖2 中i 所示的成周期變化的T_RR 測試波形了。圖2 中AB 段的時間間隔即為二極管實際的T_RR值，即流過Dx 的電流從接入反向偏置電壓開始到減小至規(guī)定的10%·IRM時刻的時間。

圖2 波形時序圖

　　3 T_RR測試系統(tǒng)的實現(xiàn)和原理

　　3. 1 T_RR測試系統(tǒng)的硬件實現(xiàn)

　　圖3 為T_RR測試系統(tǒng)的實物圖。T_RR測試系統(tǒng)框圖如圖4 所示。該系統(tǒng)設(shè)定的V_control脈沖每22 us 完成正反向偏置回路的轉(zhuǎn)換，正向偏置時間為20滋s,反向偏置時間為2 us（當(dāng)T_RR 較大時可將其調(diào)節(jié)到更大），即每22 us 產(chǎn)生一個T_RR測試波形，V_control脈沖周期和占空比的大小是根據(jù)T_RR的大小和C1 的充電時間等因素結(jié)合設(shè)計的，實際操作時比較靈活。

圖3 T_RR測試系統(tǒng)實物圖

圖4 T_RR測試系統(tǒng)框圖

　　為了測得TRR,關(guān)鍵是要得到真正的T_RR時間間隔內(nèi)的波形，即圖2 中AB 段的波形。因此，要測試T_RR首先需要檢測出IRM,然后根據(jù)10%·IRM取出AB段的T_RR脈沖。

　　通過取樣電阻Rs,可以將流過Dx 的電流i 轉(zhuǎn)換成電壓VRs.然后，系統(tǒng)對VRs進(jìn)行峰值檢波，檢測出反向峰值電流IRM對應(yīng)的VR（反向電流到達(dá)IRM時的VRs值），峰值檢波電路如圖5 所示。獲取VR 后，用分壓電阻分出VR 的10%作為第1 級差分電路截取T_RR脈沖波形的其中一個輸入。此后，再將整個VRs波形作為第1 級差分的另一個輸入端，即可截取出圖2 中AB 段的T_RR脈沖，它的兩個輸出端作為第2級差分電路的兩個輸入端。第2 級差分則將第1 級差分得到的負(fù)向的、數(shù)值較小的T_RR 脈沖變成正向的，并進(jìn)行放大。經(jīng)過兩級差分后，圖2 中T_RR測試波形除T_RR脈沖的部分被保留、反向并放大，其余部分都變成了0,如圖2 中V_TRR所示。之后，對V_TRR進(jìn)行積分（即對整個周期的電壓波形求平均值），得到V1.很明顯V1 是一個很小的電壓（ 當(dāng)T_RR為一百納秒以內(nèi)的數(shù)值時，V1 小于100 mV），直接AD 轉(zhuǎn)換，將會出現(xiàn)較大誤差。所以，V1 要經(jīng)過十倍放大再送去AD 轉(zhuǎn)換。單片機根據(jù)從ADC 芯片讀取的12位二進(jìn)制數(shù)，控制數(shù)碼管顯示T_RR（單位是ns）的值，同時還可以顯示IF 和IRM（單位是mA）。

圖5 峰值檢波電路

　　3. 2 T_RR測試的原理分析

　　這一節(jié)重點討論截取圖2 中V_TRR波形的兩級差分電路的實現(xiàn)原理，積分求電壓平均值的原理及電路都較常規(guī)，這里就不再贅述了。

　　該系統(tǒng)設(shè)計了一個兩級差分的電路如圖6 和圖7 所示。第1 級是一個典型的雙端輸入雙端輸出差分電路。Vi1輸入的是VRs,Vi2輸入的是VR,兩輸出端VO1與VO2 的波形如圖8 所示。在正向偏置（ 即CD 段）時，TR3 截止，VO2 =VCC;TR2 導(dǎo)通：

圖6 第1 級差分電路

圖7 第2 級差分電路

　　當(dāng)電路剛轉(zhuǎn)換為反向偏置（ 即DE 段） 時，TR2仍導(dǎo)通，但流過它的電流逐漸減小，一部分電流從TR3 流走且逐漸增大，直到E 點，TR2 截止，電流完全從TR3 流走，此時，VO1 =VCC:

　　在EF 段，TR3 仍導(dǎo)通，但流過它的電流逐漸減小，一部分電流從TR2 流走且逐漸增大，直到F 點，TR3 截止，電流完全從TR2 流走，此時，VO2 和VO1 的值跟CD 段一樣。之后的FG 反向偏置時間段保持這樣的狀態(tài)。如此就完成了一個周期波形的差分截取。

　　第2 級差分是一個雙端輸入單端輸出的電路。第1 級的輸出VO1 與VO2 作為其兩輸入端，輸出的即為VTRR脈沖。在HI 段，TR5 截止，V_TRR = 0;TR4 導(dǎo)通，電流完全從TR4 流走。在IJ 段，TR4 仍導(dǎo)通，但流過它的電流逐漸減小，一部分電流從TR5流走且逐漸增大，直到J 點，TR4 截止，電流完全從TR5 流走，此時，V_TRR為值：

　　在JK 段，TR5 仍導(dǎo)通，但流過它的電流逐漸減小，一部分電流從TR4 流走，且逐漸增大，直到K 點，TR5 截止，電流完全從TR4 流走，V_TRR =0.如此就完成了脈沖的反向和放大，波形如圖8 中V_TRR所示。

圖8 差分時序圖

　　4 結(jié)果驗證與誤差分析

　　該設(shè)計已在江蘇如皋大昌電子公司高壓二極管測試生產(chǎn)線上正常運行，圖9 是系統(tǒng)測試后在數(shù)碼管上輸出的結(jié)果與TRR 反向恢復(fù)過程在示波器上顯示結(jié)果的對比圖，結(jié)果證明該方案是可行而且可靠的。

圖9 測試結(jié)果驗證圖

　　該系統(tǒng)采用12 bit ADC 芯片，參考電壓為5 V,即輸入為5 V 時，AD 轉(zhuǎn)換后輸出為1111 1111 1111.

　　在AD 轉(zhuǎn)換過程中，按設(shè)定，0 ns 對應(yīng)0 mV,AD 轉(zhuǎn)換后為0000 0000 0000;500ns 對應(yīng)5 000 mV,AD 轉(zhuǎn)換后為1111 1111 1111.即ADC 芯片的分辨率為1. 23mV（0. 123 ns），得到AD 轉(zhuǎn)換導(dǎo)致的誤差為0郾0246% .這個誤差是可以在ADC 芯片的選擇過程中進(jìn)一步減小的，在此處12 位ADC 芯片的已經(jīng)足夠。

　　此外，影響測試系統(tǒng)誤差的因素還有電源干擾和CMOS 器件TR1 導(dǎo)通與截止的時間延遲等，這里就不一一討論了。