1  前言

　　隨著電子技術(shù)的發(fā)展，電源適配器越來越受到關(guān)注。電源適配器（Power adapter）是小型便攜式電子設備及電子電器的供電電源變換設備，一般由外殼、電源變壓器和整流電路組成，按其輸出類型可分為交流輸出型和直流輸出型；按連接方式可分為插墻式和桌面式。廣泛配套于電話子母機、游戲機、語言復讀機、隨身聽、筆記本電腦、蜂窩電話等設備中。

    表1顯示了針對外部電源適配器的的EPA 2.0 Level V標準。該表重點介紹了平均能效和空載功耗以及輕載功耗。

　　表1針對外部電源適配器的EPA 2.0 Level V標準

　　為此，英飛凌針對綠色電源適配器解決方案開發(fā)出全新具備數(shù)字降頻、主動突發(fā)模式和折返校正等特性QR PWM IC ICE2QS03G。

　　2  CCM DCM與QR工作模式對照

　　反激式轉(zhuǎn)換器廣泛應用于交流/直流電源，尤其適用于輸出功率低于150W的電源。單開關(guān)反激式轉(zhuǎn)換器具備三種基本工作模式：連續(xù)導通模式（CCM）、斷續(xù)導通模式（DCM）和準諧振（QR）模式。這三種工作模式都具備各自的優(yōu)缺點。

　　2.1  連續(xù)導通模式

　　圖1a是典型的CCM工作波形。 轉(zhuǎn)換器的輸入功率是：

（1）

　　由于電感器存儲的電能不完全轉(zhuǎn)移到二次側(cè)，因此在相同條件下，CCM工作模式所需的電感通常高于DCM工作模式所需的電感。此外，更高的電感意味著主側(cè)開關(guān)電流具備較低的交流/直流轉(zhuǎn)換率，因此獲得更低的導通損耗。不過，隨著原邊電感值的升高，變壓器的磁損耗也會增大，因此在開關(guān)導通損耗和變壓器導通損耗之間需折衷考慮。

　　此外，在占空比大于0.5的條件下，為避免次諧波振蕩，需要加入斜率補償功能。由于高壓輸入下，導通時間較短，高壓下的補償值低于低壓下的補償值。這將使高壓下的輸出功率遠遠高于低壓下的輸出功率。實際上，采用CCM工作模式的SMPS IC針對某個具體的設計只具備一條補償曲線。如果設計發(fā)生變化，功率限制性能也會隨之變化。

　　2.2  斷續(xù)導通模式

　　圖1b是采用D CM工作模式的反激式轉(zhuǎn)換器的典型工作波形。 該轉(zhuǎn)換器的輸入功率是：

（2）

　　如上所述，在MOSFET導通期間電感存儲的電能在MOSFET關(guān)斷期間完全轉(zhuǎn)移至次側(cè)。功率只與電感、開關(guān)頻率和峰值電流有關(guān)。對于采用固定頻率的設計，在不同輸入電壓條件下，很容易通過使峰值電流保持不變來限制系統(tǒng)的輸入功率。

　　2.3 自由運行準諧振模式

　　圖1c是 在QR工作模式下的典型工作波形。該轉(zhuǎn)換器的輸入功率是：

（3）

　　在變壓器二次側(cè)電流為零時，原邊主電感和漏源及線路的寄生電容發(fā)生諧振，功率開關(guān)只在漏源電壓的點開通。在這種條件下，開關(guān)頻率由輸出負載和輸入電壓決定。如果峰值電流限制保持不變，在高輸入電壓條件下，開關(guān)頻率將大幅提高。這將導致在高壓下很高的輸入功率。

　　圖1反激式轉(zhuǎn)換器在不同工作模式下的典型工作波型

　　3  ICE2QS03G 特性

　　由于導通電壓更低，未加限頻的QR工作模式雖然具備較低的開通損耗。但是，在輕載條件下，開關(guān)頻率很高，效率下降的很快。因此，在這些條件下，需要限制開關(guān)頻率。英飛凌的數(shù)字降頻（獲得）概念由此被開發(fā)出來。

　　3.1  數(shù)字降頻概念

　　對于QR工作模式而言，開關(guān)周期包括三個部分：導通時間（Ton）、關(guān)斷時間（Toff）和半諧振周期（Tres）。根據(jù)變壓器主側(cè)電感器的伏特-秒平衡，Ton和Toff 可利用（4） 和 （5）等式計算，諧振周期利用（6）等式計算。在（6）等式中，Cds 為MOSFET的漏-源極等效電容。

　　（4）

　　（5）

　　（6）

　　這就解釋了為什么當負載減小或輸入電壓升高的情況下，開關(guān)頻率會提高。這是開關(guān)電源所不希望見到的，因為高開關(guān)頻率會導致高開關(guān)損耗。為了限制開關(guān)頻率，英飛凌開發(fā)出數(shù)字降頻方法，確保不在個諧振谷點，而是在第二個、第三個、甚至在第七個谷點進行操作——這主要取決于負載條件。

　　事實上，ICE2QS03G的內(nèi)部有一個寄存器，稱為ZC計數(shù)器。該計數(shù)器可決定在哪個谷點打開MOSFET。通過監(jiān)控反饋電壓可調(diào)節(jié)寄存器的值。當負載電流變小時，可通過控制回路降低反饋電壓，從而提高ZC計數(shù)器值，降低開關(guān)頻率。當負載電流增大時，ZC計數(shù)器值將變小。表3詳細介紹了ZC計數(shù)器的變化的工作原理，圖2通過三個例子，說明ZC計數(shù)器如何隨著反饋電壓變化而變化。

　　由于采用可變ZC計數(shù)器和谷底開通，當輸出負載降低時，轉(zhuǎn)換器的實際開關(guān)頻率會下降，如圖3所示。

　　表3 ZC調(diào)節(jié)方法

圖 2 數(shù)字降頻

圖注：Clock: 時鐘；Up/Down counter: 上/下計數(shù)器； case1: 例1；Case 2 : 例2；Case 3: 例3

圖 3 基本QR與英飛凌QR的開關(guān)頻率對照

　　圖注：Switching frequency: 開關(guān)頻率；Active burst mode: 主動突發(fā)模式；Free-running QR: 自由運行QR；Output power: 輸出功率

　　3.2  主動突發(fā)模式（已獲）

　　在輕載條件下，主要損耗是開關(guān)損耗和變壓器磁損耗。兩者都與開關(guān)頻率有關(guān)。突發(fā)模式和跳周期模式是廣泛采用的兩種方法。通過采用突發(fā)模式和跳周期模式降低輕載開關(guān)頻率，可大幅提高能效。

　　圖4為主動突發(fā)模式的運行情況。要想進入突發(fā)模式，必須滿足三個條件。，反饋電壓必須低于預設的閾值VFBEB——設置進入突發(fā)模式的功率。第二，ZC上/下計數(shù)器的值必須等于7，確保轉(zhuǎn)換器處于輕載條件。，屏蔽時間應為24毫秒，避免由于一些可能出現(xiàn)的瞬變引起的干擾。

　　若要退出突發(fā)模式，反饋電壓應高于預設的閾值VFBLB。在主動突發(fā)模式運行過程中，當反饋電壓高于V FBBOn時，IC將啟動開關(guān)操作。當反饋電壓低于VFBBOff時，IC將停止開關(guān)操作。

　　VFBBoff 為3.0V，VFBBOn 為3.6V。該電壓閾值遠高于傳統(tǒng)突發(fā)模式的閾值，可節(jié)省IC和反饋回路光電耦合器的能耗。由于其具備較高的電壓電平，因此具備出色的抗噪性能。相對于突發(fā)模式，這種運行更加穩(wěn)定，從而實現(xiàn)更高的能效。

　　圖4 主動突發(fā)模式運行：Enter bu rst: 進入突發(fā)模式；Burst On: 突發(fā)模式打開；Burst off: 突發(fā)模式關(guān)閉；Leave Burst: 退出突發(fā)模式，Current limit level during burst mode: 在突發(fā)模式運行過程中的電流限值水平

　　3.3  功率限制（帶折返校正功能）

　　Pin 與 Ipk 和 fsw成比例， 而Ipk 受電流采樣限值Vcs的限制。根據(jù)（4）等式，我們可以看到fsw 與Vin成比例。當線路電壓升高時，轉(zhuǎn)換器輸入功率會變得很大。當線路電壓升高時，需要限制電流采樣水平，從而限制輸入功率。對于ICE2QS03G而言，可通過ZC管腳輸出的電流獲得輸入電壓信息。這是因為，輔助繞組可感應與輸入電壓成比例的負電壓。由于ZC管腳在內(nèi)部被鉗位到-0.3V，因此ZC管腳的輸出電流與輸入電壓成比例，如等式（12）所示。通過調(diào)節(jié)Vcs值，可有效限制輸入功率。圖5為檢測電路。該IC采用了數(shù)字比較電路。圖6為Vcs限值VS輸入電壓（與Izc成正比）。

　　（12）

圖 5折返校正檢測

　　圖注：Foldback point correction block: 折返校正塊；Current limitation: 電流限制

　　　　圖 6 Vcsmax VS 輸入線路電壓

　　3.4  損耗計算

　　表4為65W適配器在115V和 230V（交流）條件下的各種損耗分布情況

　　表 4 損耗分布

　　圖注：Loss distribution: 損耗分布；Power: 功率； Loss name: 損耗名稱

　　4  結(jié)論

　　本文對反激式轉(zhuǎn)換器的結(jié)論是，無論在滿負載、中等負載和輕負載條件下，具備數(shù)字降頻特性的QR工作模式都可獲得極高的能效。利用主動突發(fā)模式特性，可將在265V（交流）輸入電壓條件下的待機功耗限制在100mW以下。這使設計可輕而易舉地滿足相關(guān)標準要求，例如EPA2.0 Level V標準。