摘 要：針對低壓大電流DC/DC電源的特點，根據(jù)同步整流電路的要求，設計了一種倍流同步整流半橋變換器，并分析了其工作原理。通過pspice仿真，驗證了該拓撲結(jié)構的可行性。

　　0  引言

　　隨著微電子技術的飛速發(fā)展，集成電路要求其供電電路小體積、低電壓、高效率、大電流輸出。但是開關頻率越大損耗就越多，同步整流技術的出現(xiàn)克服了這個缺陷。本文在同步整流技術的基礎上，設計了一種倍流同步整流半橋變換器并分析了其工作原理。通過仿真分析驗證了該拓撲結(jié)構的可行性，有效的減少了整流損耗。

　　1  拓撲結(jié)構

　　對于原邊拓撲結(jié)構， 相對于升壓型變換器來說，降壓型變換器更加適合低壓大電流變換器。降壓型變換器中反激式變換器輸出紋波較大，而推挽式主要應用于輸入電壓在12V以下的場合，兩者都不適合低壓大電流的要求。半橋式與全橋式相比減少了開關管的電壓應力并且由于少了兩個開關管，成本更低，成為更適合低壓大電流要求的離線開關電源，因此本設計選用對稱半橋。

　　對于副邊拓撲結(jié)構，適用于低壓大電流轉(zhuǎn)換器的有正激式、中心抽頭式和倍流整流式三種拓撲結(jié)構。一個周期內(nèi)三種拓撲結(jié)構整流管的總損耗按上述順序分別為：

　　可以看出正激式雖結(jié)構簡單但整流損耗大于中心抽頭式和倍流整流式。倍流整流與中心抽頭式整流相比，雖然整流損耗相同，但高頻變壓器的副邊繞組不用中心抽頭，而大電流情況下中心抽頭變壓器設計和制作比較困難?？梢姳读髡髌魇墙Y(jié)合正激式和中心抽頭式兩者優(yōu)點的新型整流器。

　　對半橋-倍流拓撲分析，若忽略整流管壓降，可得各時段濾波電容CO端電流i_C；

　　在倍流拓撲中加電感L3與濾波電容CO串聯(lián)，可得各時段濾波電容CO端電流i_C；

　　由上式可見，在濾波電容旁CO串聯(lián)一電感，可使電流紋波減小為原來的（L+2L3）/L倍，更有效的減小了電流紋波。

　　綜上所述，本文對稱半橋-倍流拓撲結(jié)構如圖1所示。

圖1　倍流整流半橋變換器拓撲圖

　　2 倍流同步整流半橋變換器工作原理

　　在低壓大電流輸出情況下，整流二極管的損耗尤其突出，開關頻率越大損耗就越多，理想的同步整流技術可使同步整流管起到和整流二極管同樣的作用。但由于同步整流管壓降要小的多，所以有效的減少了損耗。于是利用同步整流管替代整流二極管構成了倍流同步整流半橋變換器。

　　2.1 變換器工作模式

　　假設電路各處均為理想狀態(tài)，電路在一個周期內(nèi)可分為4個不同的工作模式。

　　模式a[t0-t1]    在t=t0時刻，開關管VQ1導通，VP=Vin/2。由于VQ1的導通，VQ2的漏源極電壓Vds2=Vin。變壓器副邊電壓Vsec為高電平，VQ4的門極也是高電平，VQ4導通。此時，負載的電流等于L1和L2兩個輸出電感電流之和，且全部流經(jīng)VQ4。

圖2模式a[t0-t1]

　　模式b[t1-t2]    在t=t1時刻，VQ1關斷。由于變壓器漏感Lk的存在，電流要繼續(xù)維持原來的方向，所以，此時在變壓器原邊存在兩個回路，一個是由C1，C01，Lk構成，；另一個是由C2，C02，Lk構成，此時，VQ3及VQ4都處于導通狀態(tài)。

圖4模式c[t2-t3]

　　模式d[t3-t4]    在t=t3時刻，VQ2關斷。原邊的工作原理同圖3正好相反，這時，VQ1及VQ2都處于關斷狀態(tài)。存儲在Lk中的能量對VQ1輸出結(jié)電容C01放電，對VQ2輸出結(jié)電容C02充電。變壓器原副邊的電壓都為零，即在理想狀況下，此時的VQ3和VQ4應同時導通，減小整流管的損耗。在模式d[t3-t4]后，重新開始下一個周期。

圖5模式d[t3-t4]

　　圖6示出變換器在理想驅(qū)動情況下的工作波形和時序。

圖6理想情況下的工作波形

　　2.2 變換器外圍電路工作原理

　　為了獲得接近理想的工作波形，可以采用SG3525作為控制芯片，電路如圖7所示。SG3525控制芯片輸出端腳11和腳14可以輸出互補信號，同時各加一個反相器，可以給出反相信號，控制開關管工作。當SG3525的14腳為正時，11腳與之相反為負，此時VQ1開通，VQ2關斷，VSEC為正；與此同時，由于反相器的作用，VQ3 關斷，VQ4開通。當SG3525的14腳為負時，11腳與之相反為正，此時VQ1關斷，VQ2開通，VSEC為負；與此同時，由于反相器的作用，VQ3開通，VQ4關斷。當處于死區(qū)時段時，SG3525的信號輸出端腳11和14輸出都為零，VSEC為零，由于反相器的作用，VQ3 、VQ4同時開通，有效的降低了導通損耗。

圖7 同步整流電路原理圖

　　2.3電路控制原理

　　系統(tǒng)采用電壓閉環(huán)負反饋控制方法，輸出電壓V0作為反饋控制變量，與參考電壓Vref比較利用SG3525控制芯片放大得到的誤差信號Ve與鋸齒波信號經(jīng)PWM比較器比較，輸出一定占空比的系列脈沖控制開關管，從而穩(wěn)定輸出電壓。

圖8 閉環(huán)控制原理圖

　　3  仿真分析

　　仿真參數(shù)：VIN=300V，f=50KHz， D=0.4，V0=5V，P0 =100W，C1=C2=600uF，C3=20uF，C4=2uF，C5=1000uF，L1=L2=30uH，L3=10uH；開關管選用IRF255，RDS=0.2Ω，ID=21A，VDSS=250V，整理管選用IRF1407L，RDS=0.01Ω，ID=100A，VDSS=75V，變壓比N=26。

圖9 變壓器原邊電壓

圖10 變壓器原邊電流

圖11 整流管VQ3電壓

圖12 整流管VQ3電流

圖13 未加L3輸出電感L1及L2電流

圖14加L3后輸出電感L1及L2電流

圖15 輸出電流

　　可以看出，圖 14中由于加了L3電感，電流紋波比較圖 13明顯減小， 其余各點仿真波形非常接近理想情況下的工作波形，驗證了該拓撲結(jié)構的高效性。

　　4  結(jié)束語

　　本文研究了一種低壓大電流DC-DC變換器，在分析其工作原理的基礎上，給出了相應的仿真結(jié)果，驗證了這種變換器在低壓大電流輸出的情況下高效性。如果設計中采用磁集成技術還可以大幅減小變換器體積，同時變壓器的漏感還應該盡量地減小，以減少原邊振蕩。相信隨著對電源性能要求的提高，這種低壓大電流DC-DC變換器會越來越廣泛地被采用。