引言

　　單級PFC的基本拓撲及其工作原理在《電源技術應用》等學術期刊中，已有許多文章對其進行了介紹。盡管單級PFC電路儀需一個功率升關，電路拓撲簡單，效率較高，但單級PFC的實用電路卻非常少見。眾所周知，用于兩級PFC電路的控制器lC品種和型號非常多，相關設計技術早已十分成熟，而單極PFC專用控制器芯片，長時間沒有問世。迄今為止，單級PFC控制IC僅有兩款：一個是數(shù)字單級PFC控制器iW2202，另一個則是安森美半導體公司推出的NCPl651。NCPl65l是一種適用于反激式拓撲的單級PFC控制器?；贜CPl65l的反激式隔離變換器，可提供中、高DC輸出電壓和50～250W的輸出功率，滿足IEC1000-3-2諧波電流限制要求，并能將初級側電壓限制在700V之內。

　　1 NCPl65l的結構與主要特點

　　NCP1651采用16引腳SOIC封裝，其中引腳14和15未連接。NCP1651的芯片電路組成與NCPl650的內部結構存在很多相同之處，其內部結構框圖如圖1所示。

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　　NCP165I的各個引腳功能見表1。

　　NCPl65l是一種固定頻率平均電流模式PWM單級PFC控制器，被用作驅動工作在連續(xù)導電模式（CCM）或不連續(xù)導電模式（DCM）的反激變換器拓撲，并編程平均輸入電流跟隨AC線路電壓。利用平均電流模式控制CCM算法，可以限制峰值初級電流，提供接近于1的功率因數(shù)。NCP1651內置高壓啟動電路，可直接連接到橋式整流器輸出端工作。在IC開始工作后，高壓啟動電路截止。

　　NCPl651的推出，標忐著單級PFC技術開始在中、低功率電平上進入了實用化階段。

　　2 基于NCPl65l的90W單級PFC變換器原理與設計

　　2.1 基于NCPl65I的90W通用輸入單級PFC變換器電路及其工作原理

　　由NCPl651組成的90W通用輸入單級PFC反激式變換器電路如圖2所示。該變換器的AC輸入線路電壓范圍為85～265V.DC輸出電壓為48V，工作在CCM方式。

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　　在系統(tǒng)加電之后，橋式整流器（D1～D4）輸出經(jīng)D7對電容C16充電。當C16上的電壓達到17V的門限電平時，IC1（NCPl651）腳16導通，內部高壓啟動電路中的電流源從腳13流出，對連接在變壓器T1偏置繞組（⑦與⑤之間）上的電容C21充電。在TC1開始工作后，內部高壓啟動電路則截止。IC1的振蕩器頻率由腳3上的電容C3值確定。在C3=470 pF的條件下，開關頻率為100 kHz。

　　S1源極電阻R5用作感測初級電流。在S1漏極上連接的阻尼電路中，D13和D14為瞬態(tài)電壓抑制（TVS）二極管。前者擊穿電壓為214V，后者擊穿電壓為68V。IC1腳8上連接的晶體管Q1等組成外部關閉電路。次級側的IC3（MC3303）為四運算放大器芯片。其中，lC3B作為誤差放大器使用，lC3D被配置成差分放大器，IC3A和IC3C分別配置為輸出欠電壓和過電壓比較器。IC2（TL431）為lC3B的同相端（腳5）和IC3A的反相輸入端（腳2）提供2.5V的參考電壓。輸出電壓（U0）經(jīng)R33、R23和R24、R25組成的分壓器分壓，將誤差放大器IC3B反相輸入端（腳6）上的電壓設置在2.5V。

　　電壓調節(jié)環(huán)路的工作過程是：當輸出電壓低于其額定值（48V）時，在IC3B腳6上的電壓將低于腳5上2.5V的參考電壓，致使TC3B輸出電壓增加，光耦合器LED電流減小，從而引起光耦合器晶體管電流減小，IC1腳8上的電壓升高。而IC1腳8上電壓的提高，使內部參考乘法器輸出增加，NCPl65l的PWM占空比增加。

　　欠電壓比較器IC3A為光耦合器IC4提供驅動。在出現(xiàn)欠電壓情況時，IC3A輸出變低，IC4中LED電流減小，使NCPl651進入高占空比狀態(tài)，迫使輸出電壓升至欠電壓限制電平以上。

　　過電壓比較器IC3C的輸出與IC3B的輸出進行“或”運算。在過電壓情況下，IC3C輸出變?yōu)镺V，使IC4中LED電流達到值，占空比減小到零，直到輸出電壓降至過電壓限制電平以下。

　　IC3D被配置成差分放大器，用于感測DC輸出電流，提供一個經(jīng)二極管進行“或”運算的信號進入反饋分壓器。過載電流限制被設置在滿載的125％，即（P0/U0）1.25=（90/48）×1.25=2.34A。電阻R31和R32用作感測輸出電流，R29、R30用作設置電流感測放大器增益。放大器增益為：

　　G=（R29/R30）+1=（3kΩ/0.3kΩ）+1=11

　　放大器輸入電壓為：2.34A×（R31+R32）=2.34×0.14Ω=0.33V。差分放大器輸出電壓為：0.33V×G=0.33V×11=3.63V。

　　當輸出負載電流增加時，電流感測放大器輸出也相應增加。當放大器輸出電壓與_二極管D12的電壓降之差值高于2.5V時，誤差放大器IC3B反相輸入端上的電壓被拉高，IC3B輸出電壓降低，IC4中LED電流增大，lC4中晶體管電流相應增加，NCPl65l腳8上的電壓降低，占空比減小，從而實現(xiàn)限流過載保護。

　　2.2 主要元件的選擇

　　在功率元器件選擇時，需要考慮初級側電流。當變換器在CCM工作時，電流波形如圖3所示。

　　在MOSFET（S1）導通期間，電流在初級側流動。在MOSFET關斷期間，電流在次級側流動。

　　2.2.2 變壓器的選擇

　　變壓器T1是反激變換器中的關鍵元件。變壓器初級與次級繞組之間的匝數(shù)比n=Np/Ns，直接影響初級側的電壓值。為了減小漏感產(chǎn)生的尖峰脈沖電壓，應盡可能降低變壓器漏感。

　　電子變壓器除了體積較小外，在電力變壓器與電子變壓器二者之間，并沒有明確的分界線。一般提供50Hz電力網(wǎng)絡之電源均非常龐大，它可能是涵蓋有半個洲地區(qū)那般大的容量。電子裝置的電力限制，通常受限于整流、放大，與系統(tǒng)其它組件的能力，其中有些部分屬放大電力者，但如與電力系統(tǒng)發(fā)電能力相比較，它仍然歸屬于小電力之范圍。

　　各種電子裝備常用到變壓器，理由是：提供各種電壓階層確保系統(tǒng)正常操作；提供系統(tǒng)中以不同電位操作部分得以電氣隔離；對交流電流提供高阻抗，但對直流則提供低的阻抗；在不同的電位下，維持或修飾波形與頻率響應?！缸杩埂蛊渲兄豁椫匾拍?，亦即電子學特性之一，其乃預設一種設備，即當電路組件阻抗系從一階層改變到另外的一個階層時，其間即使用到一種設備-變壓器。變壓器又有其做試驗而用的，是試驗變壓器，分別可以分為充氣式，油浸式，干式等試驗變壓器，是發(fā)電廠、供電局及科研單位等廣大用戶的用來做交流耐壓試驗的基本試驗設備，通過了國家質量監(jiān)督局的標準，用于對各種電氣產(chǎn)品、電器元件、絕緣材料等進行規(guī)定電壓下的絕緣強度試驗

　　為了減小輸出反射到初級的電壓，選擇匝數(shù)比n=4，初級Np=76匝，次級Ns=19匝。為了減小漏感。選擇TDK SRW42EC-U04H1/4寬窗口磁心，以減少繞組層數(shù)。同時，為了增強耦合，初級與次級繞組交錯是有利的。具體繞制方法是：先繞初級的45匝（一層），接著繞次級19匝，然后再繞初級剩下的3l匝。按該法繞制，漏感僅為9μH。初級繞組的電感值Lp=1 mH。

　　如果把76匝初級繞組分兩層繞完后再繞次級繞組19匝，漏感值將增加到37μH。

　　2.2.3 功率MOSFET（S1）的選擇

　　MOSFET）是一種可以廣泛使用在模擬電路與數(shù)字電路的場效晶體管（field-effect transistor）。MOSFET依照其“通道”的極性不同，可分為n-type與p-type的MOSFET，通常又稱為NMOSFET與PMOSFET，其他簡稱尚包括NMOS FET、PMOS FET、nMOSFET、pMOSFET等。

　　MOSFET的選擇，首先應確定其額定值電壓（VDS）。在MOSFET關斷期間，漏極與源極之間的峰值電壓為：

　　式中：Uin（max）=265V；

　　Uf為次級整流二極管（D5）的導通壓降，Uf=0.7V；

　　Uspke為漏感產(chǎn)牛的尖峰脈沖電壓，選擇

　　Uspike=130V，有足夠的安全余量。

　　將已知數(shù)據(jù)代入式（4）得：

　　S1可選擇SPAlIN80C3型N溝道MOSFET，其額定電壓UDS=800V，額定電流ID=11A，導通態(tài)電阻RDS（on）=4.5Ω。

　　要使增強型N溝道MOSFET工作，要在G、S之間加正電壓VGS及在D、S之間加正電壓VDS，則產(chǎn)生正向工作電流ID。改變VGS的電壓可控制工作電流ID。

　　若先不接VGS（即VGS＝0），在D與S極之間加一正電壓VDS，漏極D與襯底之間的PN結處于反向，因此漏源之間不能導電。如果在柵極G與源極S之間加一電壓VGS。此時可以將柵極與襯底看作電容器的兩個極板，而氧化物絕緣層作為電容器的介質。當加上VGS時，在絕緣層和柵極界面上感應出正電荷，而在絕緣層和P型襯底界面上感應出負電荷（如圖3）。這層感應的負電荷和P型襯底中的多數(shù)載流子（空穴）的極性相反，所以稱為“反型層”，這反型層有可能將漏與源的兩N型區(qū)連接起來形成導電溝道。當VGS電壓太低時，感應出來的負電荷較少，它將被P型襯底中的空穴中和，因此在這種情況時，漏源之間仍然無電流ID。當VGS增加到一定值時，其感應的負電荷把兩個分離的N區(qū)溝通形成N溝道，這個臨界電壓稱為開啟電壓（或稱閾值電壓、門限電壓），用符號VT表示（一般規(guī)定在ID＝10uA時的VGS作為VT）。

　　2.2.4 輸出電容器的選擇

　　輸出電容Co值由式（5）確定：

　　式中：TH為所需保持時間，即AC線路的周期時間，TH=1／50Hz=O.02s；

　　Uo（min）為輸出電壓，選擇Uo（min）=33V。

　　將相關數(shù)據(jù)代入式（5）得：

　　Co用兩個1500μF/63V的電容并聯(lián)而成，即在圖2中，C22=C23=1500μF。

　　2.2.5 電流感測電阻R5的選擇

　　電流感測電阻R5的計算公式是：

　　電路中其它元件，可根據(jù)NCPl65l的芯片電路組成和電氣參數(shù)確定其數(shù)值。

　　3 結語

　　基于單級PFC控制器NCPl651的90W通用輸入反激式變換器，儀需用一個功率開關和較少量的元件，就能獲得高輸入功率因數(shù)和低輸入電流THD。從85V到230V的AC輸入和從無載到滿載變化時，輸出電壓調節(jié)率小于O.02％，輸出電壓紋波僅為2VP-P。NCPl651為設計分布式電源獲得單級PFC和步降變換，提供了行之有效的創(chuàng)新方案，改方案操作更簡單、方便。