前言

　　逆變焊機(jī)已經(jīng)普及應(yīng)用，較之晶閘管整流式焊機(jī)在提高效率、縮小體積、減少質(zhì)量等方面有了很大改進(jìn)。但是采用普通儀表測得的逆變焊機(jī)（特別是單相220 V逆變焊機(jī)）的AC/DC的電效率其實(shí)是很低的，這并不是因逆變器本身的損耗和發(fā)熱所致，而是由于它的高次諧波電流降低了焊機(jī)的功率因數(shù)，而且高次諧波電流對電網(wǎng)造成了很大的污染和破壞。隨著逆變焊機(jī)和其他類似逆變電源（如不停電供電電源UPS、通信開關(guān)型電源）的使用越來越多、越來越普及，供電系統(tǒng)損耗增大，供電質(zhì)量下降，已經(jīng)引起了國家有關(guān)方面的重視。其實(shí)早在20世紀(jì)90年代，歐美國家就已經(jīng)相繼制定了市售電氣設(shè)備用電的高次諧波電流的限制標(biāo)準(zhǔn)，如IEC555-2、IEClooO一3、國際電工委員會(huì)61000—3—2和VDE0838厄N5006等標(biāo)準(zhǔn)，這些標(biāo)準(zhǔn)的制定強(qiáng)迫設(shè)備制造廠家必須采用諧波抑制技術(shù)。我國堅(jiān)持科學(xué)發(fā)展觀，重視電網(wǎng)的質(zhì)量，焊機(jī)將制定EMC標(biāo)準(zhǔn)，估計(jì)不久的將來，EMC標(biāo)準(zhǔn)中的諧波限制標(biāo)準(zhǔn)將會(huì)強(qiáng)迫實(shí)施。

　　逆變焊機(jī)是單相電源的逆變焊機(jī)，ACmC的實(shí)測效率為什么總是很低？這一方面與測量方法和計(jì)算方法有很大關(guān)系，但另一方面，其實(shí)質(zhì)是電容輸入的整流電源是一個(gè)非線性負(fù)載，它使供電線路的電流發(fā)生了嚴(yán)重畸變，進(jìn)而導(dǎo)致電壓的波形畸變所致。為了說明這個(gè)問題，下面以一個(gè)基本的電容輸入整流器電路為例來加以分析，電容輸入濾波整流電路如圖1所示。

　　在圖l中可以看出，AC電源的電流k波形是脈沖波形，由于該脈沖電流的影響，使得交流電壓波形也發(fā)生了畸變。電容輸入濾波的電容量，要按負(fù)載大小和濾波器紋波電壓大小的要求而定。一般來說，負(fù)載越重，要求電容量越大；要求整流紋波電壓值越低，所需要的電容量越大。另一方面，濾波電容量越大，導(dǎo)致脈沖電流峰值，P越高，寬度角越小，整流電壓配才能提高。電容器電壓以與交流電壓的有效值之比稱為整流比。在工程設(shè)計(jì)中都追求較高的整流比，所采用的基本方法是加大濾波電容量，這樣就使供電線路電流產(chǎn)生嚴(yán)重畸變，降低了用電的功率因數(shù)。

　　1 電容輸入整流負(fù)載功率因數(shù)

　　正弦交流系統(tǒng)中，線性電路的功率因數(shù)PF定義為：

　　按照功率因數(shù)PF的上述定義，在非線性電路系統(tǒng)中，電容輸入整流負(fù)載的PF為：

　　根據(jù)諧波分析原理：

      根據(jù)電工學(xué)原理，高次諧波電流的平均功率為零，所以：

　　Kd為畸變因數(shù)，代表基波電流相對于總電流的比值，Kd：

　　除了基波電流，t之外，其他高次諧波電流的均方根值以無代表，稱為總諧波電流。電工學(xué)中定義的總諧波畸變系數(shù)刪D，是以百分比表示的總諧波電流與基波電流之比：

　　功率因數(shù)PF與總諧波畸變系數(shù)THD之間的關(guān)系：

　　電容輸入整流器負(fù)載線路上的脈沖電流相對予電壓量不產(chǎn)生相移，此時(shí)PF為：

　　用諧波分析儀測得THD，即可用式（9）計(jì)算出PF，這種方法較為復(fù)雜。在沒有諧波分析儀的條件下，還可用另一種簡單實(shí)用的方法計(jì)算功率因數(shù)。

　　在圖1中，用電流傳感器LEM測得脈沖電流k，然后將寬度為0角的脈沖電流近似看成一個(gè)矩形波電流，該電流的均方根值（有效值）為，n=0.9bx/0/Ⅱ，用該電流乘以輸入電壓，即為線路的輸入功率，它與直流輸出功率Po之比，即為該非線性電路的功率因數(shù)鞏電容輸入整流器負(fù)載的功率因數(shù)隨耳和p變化，如果昂減小，0增大，可獲得較高的PF，反之則PF較低。普通電容輸入整流器負(fù)載的功率因數(shù)一般在0.5-0.7。

　　2 有源功率因數(shù)校正器

　　迄今為止，改善功率因數(shù)的方法主要有三種：

　　（1）在電容輸入整流器的電容器之前加串聯(lián)電感器（或稱無源濾波器），抑制峰值電流，使電流脈沖平緩，可以將功率因數(shù)提高到0.8-0.9，但是電感笨重，較少采用此方法。

　　（2）電力有源濾波器（APF）。這是電力系統(tǒng)采取的節(jié)能和提高電網(wǎng)供電質(zhì)量的措施，它是一種無功功率補(bǔ)償器裝置。

　?。?）有源功率因數(shù)校正器（APFC或PFC）。

　　在逆變器和供電線路之間插入PFC，可以使供電線路的電流波形接近正弦，起到預(yù)穩(wěn)壓的作用，使逆變器負(fù)載（包括逆變焊機(jī)）的功率因數(shù)提高到0.99。在單相電源系統(tǒng)中，這種方法已經(jīng)成為各種電源設(shè)備的節(jié)能、綠色設(shè)計(jì)的主要方法。

　　有源功率因數(shù)校正器是一個(gè)升壓型（Boost-upchopper）斬波器，斬波器的輸出直流電壓必須高于整流輸入電壓峰值。在220 V交流系統(tǒng)中，這個(gè)升壓器的輸出電壓應(yīng)選擇為380--400V，其基本電路如圖2所示。

　　從主電路看，它與一般的DC/DC升壓斬波器是一樣的。一般DC/DC中的Boost電路，其輸出電壓與輸入電壓之比遵循

　　可以看出D越大，升壓比越高。有源功率因數(shù)校正器的輸入電壓與輸出電壓之比仍然符合上述法則。不同的是，其控制方法要比普通Boost復(fù)雜，除了升壓比控制要用電壓負(fù)反饋回路的電壓誤差放大器之外，還必須有一個(gè)輸入電流波形控制，即電流環(huán)控制電路，技術(shù)要復(fù)雜一點(diǎn)。

　　現(xiàn)在市售的Boost型PFC控制器的集成組件品種很多，但基本原理都相似，主要由電壓反饋環(huán)路、乘法器、電流反饋環(huán)路和PWM驅(qū)動(dòng)級構(gòu)成。

　　PFC控制基本原理如圖3所示。

　　PFC控制的基本原理是電壓環(huán)和電流環(huán)的雙環(huán)控制。電壓放大器接收輸出電壓的分壓值信號與參考電壓隊(duì)心比較后，進(jìn)行負(fù)反饋電壓放大，輸出電流波形信號，Ac在乘法器中相乘，電流波形信號k是以一個(gè)大阻值電阻R從功率整流器上檢取的，它具有整流器輸出電壓波形。乘法器的輸出是電流信號，m，k具有k的波形，其幅值由t調(diào)整。電流，是電流放大器的給定信號（與焊機(jī)的電流給定信號相同），s是電流檢測的反饋電流，受電流放大器調(diào)整，從而使Boost主電路電流波形（以電感電流代表）跟蹤整流電壓波形，并同形同相，使整流器前的線電流具有很高的功率因數(shù)。電流放大器的輸出是一個(gè)調(diào)制波，調(diào)整PWM的脈寬變化，使脈寬變化規(guī)律符合，s跟蹤L的反饋控制要求。這就是有源功率因數(shù)校正器的基本原理。

　　有源功率因數(shù)校正器根據(jù)需要控制功率的大小和所采用的控制方法不同，分為電感電流斷續(xù)型控制模式（DCM）型和電感電流連續(xù)型控制模式（CCM）型，有可變頻率開關(guān)模式，也有固定頻率開關(guān)模式。

　　DCM型只適合小功率應(yīng)用，大功率應(yīng)用時(shí)采用CCM型、固定開關(guān)頻率模式的PWM驅(qū)動(dòng)方式為普遍。

　　現(xiàn)以應(yīng)用比較廣泛的控制器件UC3854為例，結(jié)合實(shí)際功率因數(shù)回路，進(jìn)一步說明其控制原理。

　　UC3854控制的有源功率校正器的電路原理如圖4所示。圖中虛線框表示UC3854的內(nèi)部功能框圖。

　　在連續(xù)電流控制模型（CCM）中，UC3854可以采用峰值電流控制法，也可以采用平均電流控制法，前者控制功率較小，性能稍差，在此不進(jìn)行討論。

　　UC3854采用平均電流控制法時(shí)，主要應(yīng)用于大功率控制。

　　在平均電流控制法中，由于反饋回路中電壓、電流放大器的調(diào)整作用，使得輸入電感電流能很好地跟蹤電流編程信號，這個(gè)電流編程信號即取自于整流電壓，當(dāng)然與整流電壓波形同形同相。平均電流控制法中，PWM信號控制的電感電流屯波形和它的平均值i平均之間的關(guān)系如圖5所示。

　　平均電流控制型中，流進(jìn)輸出儲(chǔ)能電容器中的瞬時(shí)功率并非恒定的，而是按照電源正弦頻率的兩倍頻變化的。在輸入整流電壓的波頂部分，在向負(fù)載提供能量的同時(shí)，還要向儲(chǔ)能電容存儲(chǔ)能量，這時(shí)的瞬時(shí)功率當(dāng)然要大；在整流電壓的波谷部分，向負(fù)載供給小于平均輸出功率的能量，不足部分才由儲(chǔ)能電容器放電供給負(fù)載，這時(shí)的瞬時(shí)功率就要小，整流電壓每周期有兩個(gè)波峰和波谷，所以瞬時(shí)功率就以兩倍頻率的脈動(dòng)正弦規(guī)律變化。

　　下面參照圖4對UC3854控制器的工作原理加以說明。

　　有源功率因數(shù)校正器電流回路的控制信號由整流后的電壓波形編程，這樣可以使升壓器的輸入阻抗呈現(xiàn)電阻性；而對輸出電壓的控制則是通過改變電流編程信號的平均值幅度來完成的。模擬乘法器將整流后的電壓波形產(chǎn)生的電流u乘法器的B端）乘以電壓誤差放大器的輸出（A端）后，產(chǎn)生一個(gè)電流編程信號。這個(gè)電流編程信號具有輸入整流電壓波形的形狀并能控制輸出電壓的平均幅度，稱作I。它是乘法器的輸出電流，k就是圖5中i，平均的給定值，i平均就是電感電流屯的平均值。在圖4中，乘法器的輸入（B端）是以電流k的方式表示的，而不是以電壓方式表示的。

　　在電壓回路中，除了電壓誤差放大器之外，圖4中還包括了輸入前饋電壓平均值魄的平方器。電壓誤差放大器的輸出電壓（A端），在與輸入整流電壓信號k相乘之前，要除以輸入電壓平均值的平方值（C端），使乘法器輸出電流L與各輸入量之間建立關(guān)系式I.=AB/C，電路中，C端輸入的電壓平均值平方電路可使電壓回路的增益維持一個(gè)定值。若沒有它的話，電壓回路增益將會(huì)隨輸入電壓平均值的平方而變化。把輸入電壓的平均值稱之為前饋電壓，因?yàn)樗峁┝艘粋€(gè)開環(huán)校正量。

　　電流的編程信號必須盡可能地接近整流后的電壓波形以提升功率因數(shù)。如果電壓回路的帶寬太大，則控制回路將會(huì)調(diào)節(jié)輸入電流以使輸出電壓恒定，但這樣就會(huì)使得輸人電流的波形嚴(yán)重失真，因此電壓回路的帶寬必須小于輸入電壓的頻率。但是輸出電壓回路的瞬態(tài)響應(yīng)又必須要快，所以電壓回路的帶寬又要盡可能地大一些。前饋電壓的平方器與內(nèi)部除法器所構(gòu)成的電路可使回路的增益維持定值，它使得控制器帶寬盡量靠近輸入電壓的頻率，以降低輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)。當(dāng)電壓輸入變動(dòng)范圍大時(shí)，這個(gè)問題顯得更為重要。這個(gè)使回路增益維持定值的電路，讓電壓誤差放大器的輸出變成了一種功率的控制，可直接控制傳送到負(fù)載的功率大小。

　　升壓斬波式（Boost）功率因數(shù)校正器的主功率開關(guān)管的耐壓是輸出直流電壓值，這是該電路的優(yōu)點(diǎn)。但是斬波器的輸出二極管承受著很大的反向電壓，這個(gè)二極管的反向恢復(fù)電流，不但增加了開關(guān)管器件的損耗，而且產(chǎn)生嚴(yán)重的射頻干擾。因而發(fā)展了Boost的軟開關(guān)拓?fù)洹oost軟開關(guān)控制的專用組件就是UC3855。由于篇幅限制，在此不再多講。

　　Boost的電感值，由于需要電流連續(xù)，取值大一點(diǎn)較好，一般為毫亨級，主開關(guān)器件的開關(guān)頻率可選在20 000—80 000 Hz之間，開關(guān)頻率高、電感量可以??；輸出功率小、開關(guān)頻率可以高一些；輸出功率大，開關(guān)頻率不宜太高。

　　3 開關(guān)整流器SMR

　　大功率電源功率因數(shù)校正器的方案是開關(guān)整流器SMR（Switch Mode Rectifier），開關(guān)整流器不但適合單相電源的功率因數(shù)校正，而且也適合于三相電源的功率因數(shù)校正。為簡單起見，只討論單相開關(guān)整流器，單相SMR的基本電路如圖6所示。

　　由圖6可知，開關(guān)整流器和Boost斬波器式的功率因數(shù)校正器的不同點(diǎn)是：將全波整流橋的一個(gè)臂用IGBT器件代替，同時(shí)電感移至交流電源線上，使它的工作條件由直流工作變?yōu)榻涣鞴ぷ鳌Ａ硗?，在L^c的前面還要加由k和Cr構(gòu)成的高頻濾波器，組成了一個(gè)完整的開關(guān)整流器，它的工作過程可分為四個(gè)模式，如圖7所示。

　?。?）模式1：相對于交流市電的正半周，IGBT2導(dǎo)通，以IGBT2一VD2為短路通路，向電感充電積蓄能量；

　?。?）模式2：當(dāng)IGBT2關(guān)斷后，以IGBTl的旁路二極管和VD：為通路，電感疊加在交流電源電壓上，向?yàn)V波電容器C和負(fù)載放電，如此，IGBT2以20kHz開關(guān)速度工作向負(fù)載輸送功率，等同于直流Boost；

　?。?）模式3：在交流電源的負(fù)半周。開通，以IGBT-一VD。為短路通路，使電感反向充電，積蓄能量；

　?。?）模式4：當(dāng)IG肌l關(guān)斷后，以IGBT2的旁路二極管和VDl為通路，電感疊加在交流電壓上，向?yàn)V波電容器C和負(fù)載放電，與直流Boost相同，IGBT。和IGBT2的開關(guān)頻率是一樣的，兩者的PWM驅(qū)動(dòng)波形也是一樣的，只是IGBTz在交流50 Hz電源的正半周連續(xù)開關(guān)工作，IGBTl關(guān)斷；IGBTl在交流50 Hz電源的負(fù)半周連續(xù)開關(guān)工作，IGBT：關(guān)斷。如此反復(fù)，圖8表示的開關(guān)整流器波形就是開關(guān)整流器的基本工作過程。

　　開關(guān)整流器SMR的控制方法和調(diào)整原理與有源功率因數(shù)校正器Boost的控制原理相同，都需要電壓環(huán)路和電流環(huán)路控制。電壓反饋放大器的輸出，與電流波形信號在乘法器中相乘以后，給出電流參考值（或稱給定信號），在電流放大器中與電流反饋信號相比較放大后，電流放大器的輸出波形就是一個(gè)調(diào)制波（見圖8），這個(gè)調(diào)制波的波形是經(jīng)過電流放大器放大并反相了的正弦整流電壓波形，其幅度由電壓負(fù)反饋回路的電壓放大器輸出決定，這個(gè)調(diào)制波信號與PWM調(diào)整器中的三角波載波比較后。產(chǎn)生PWM驅(qū)動(dòng)信號。在SMR中，驅(qū)動(dòng)信號要以50 Hz交流過零點(diǎn)分為兩路，在50 Hz的正半周內(nèi)使IGBT2受驅(qū)動(dòng)，ICr]玎1截止；在負(fù)半周內(nèi)使IC.B11I受驅(qū)動(dòng)，IGBT2截止。IGBTl、IGBT2的驅(qū)動(dòng)信號要經(jīng)過光耦或驅(qū)動(dòng)變壓器的隔離放大環(huán)節(jié)處理后，才能驅(qū)動(dòng)IGBT。

　　以上是對單相SMR的說明，參照單相電路，可引伸過渡到三相電源的SMR。

　　有源功率因數(shù)校正器Boost電路只適用于單相整流電路的應(yīng)用，它對于三相整流負(fù)載，得不到有效的校正效果，只能起到單純的DE/DC Boost效果。大功率三相焊機(jī)電源的功率因數(shù)校正器。方案應(yīng)當(dāng)是三相電路的開關(guān)整流器（三相SMR）。

　　4 結(jié)論

　　有源功率因數(shù)校正是早已發(fā)展起來的技術(shù)，只是在焊機(jī)電源中還很少應(yīng)用。隨著我國經(jīng)濟(jì)的發(fā)展以及國家相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)的制訂和完善，它必將逐步地被人們認(rèn)識(shí)和重視。有源功率因數(shù)校正器從表面上看，是一個(gè)在逆變器之外的獨(dú)立環(huán)節(jié)，增加了焊機(jī)電路的復(fù)雜性，增加了設(shè)計(jì)成本。但是，它使逆變器的直流母線電壓升高并穩(wěn)壓，這就顯著改善了逆變器的供電環(huán)境，提高了效率，也降低了成本。重要的效果是，它可以使逆變焊機(jī)具有高達(dá)0.99的功率因數(shù)，對電網(wǎng)無污染，因而有助于提高供電質(zhì)量，達(dá)到高效、節(jié)能的效果，所以可以稱有源功率因數(shù)校正器是電網(wǎng)的綠化帶。