數(shù)控振蕩器(NCO)因具有頻率高、轉(zhuǎn)換時間短、頻譜純度高以及頻率相位易編程等特點，而被廣泛應(yīng)用于軟件無線電數(shù)字上、下變頻以及各種頻率和相位數(shù)字調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)中。

　　NCO是正交數(shù)字混頻器的部分，它具有頻率分辨率高、頻率變化速度快、相位可連續(xù)線性變化和生成的正弦P余弦信號正交特性好等特點。而且NCO 的相位、幅度均已數(shù)字化，可以直接進行高的數(shù)字調(diào)制解調(diào)。隨著數(shù)字通信的發(fā)展，傳送的數(shù)據(jù)速率越來越高。如何得到一個可數(shù)控的高頻載波信號是實現(xiàn)高速數(shù)字通信系統(tǒng)必須解決的問題。

　　NCO傳統(tǒng)的實現(xiàn)方法主要有查表法、多項式展開法或近似法，但這些方法在速度、、資源方面難以兼顧。而采用CORDIC算法來實現(xiàn)超函數(shù)時，則無需使用乘法器，它只需要一個的查找表(LUT)，利用簡單的移位和相加運算，即可產(chǎn)生高的正余弦波形，尤其適合于FPGA的實現(xiàn)。

　　數(shù)控振蕩器原理

　　數(shù)控振蕩器的作用是產(chǎn)生正交的正弦和余弦樣本。 傳統(tǒng)方法是采用查表法（LUT） , 即事先根據(jù)各個正余弦波相位計算好相位的正余弦值， 并按相位角度作為地址存儲該相位的正余弦值， 構(gòu)成一個幅度P相位轉(zhuǎn)換電路（即波形存儲器） . 在系統(tǒng)時鐘的控制下， 由相位累加器對輸入頻率字不斷累加， 得到以該頻率字為步進的數(shù)字相位， 再通過相位相加模塊進行初始相位偏移， 得到要輸出的當(dāng)前相位， 將該值作為取樣地址值送入幅度P相位轉(zhuǎn)換電路， 查表獲得正余弦信號樣本。

　　NCO的目標(biāo)是產(chǎn)生頻率可變的正、余弦波樣本，，(n=0，1，2...)。式中，fLO為本地振蕩頻率， fS為輸入信號的采樣頻率。

　　如圖1 所示，NCO主要包括3個模塊：

　　1. 相位累加器對輸入頻率控制字M不斷累加， 得到以該頻率字為步進的數(shù)字相位。

　　2. 相位相加器將相位寄存器中的數(shù)字相位與相位控制字相加， 得到偏移后的當(dāng)前相位。

　　設(shè)系統(tǒng)的時鐘頻率為fc，頻率控制字為M，相位寄存器位數(shù)為N，則數(shù)控振蕩器輸出信號頻率為。根據(jù)Nyquist抽樣定理，fs值為1/2fc，而在實際設(shè)計中，一般不應(yīng)大于時鐘頻率的1/4。其頻率分辨率為根據(jù)此式，在系統(tǒng)時鐘頻率不變的情況下， 相位寄存器位數(shù)N越大， 產(chǎn)生信號的頻率分辨率越高。

　　圖1 數(shù)字控制振蕩器結(jié)構(gòu)圖

　　3. 函數(shù)發(fā)生模塊，對當(dāng)前相位進行對應(yīng)幅度轉(zhuǎn)換后， 可以輸出任意函數(shù)的波形。

　　對于一個相位位數(shù)為n，輸出信號幅度位數(shù)為M 的數(shù)控振蕩器，所需查找表大小為M ×2n。為了提高數(shù)控振蕩器的頻率分辨率，往往需要擴大波形存儲器的容量，造成存儲資源的大量消耗。而且當(dāng)需要外掛RAM 來存儲波形時，由于受到RAM讀取速度的影響，數(shù)控振蕩器的輸出速率必然受到制約。因此，當(dāng)需要設(shè)計高速、高的數(shù)控振蕩器時，不宜采用查表法；而CORDIC算法的應(yīng)用能夠很好地解決這一問題。

　　CORDIC算法原理

　　CORDIC(坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)數(shù)字計算機)算法是Jack Volder于1959年提出的，主要用于計算三角函數(shù)，雙曲函數(shù)及其他的一些基本函數(shù)。J.Walther于1971年提出了統(tǒng)一的CORDIC形式。該算法的具體原理如下：如圖2所示，初始向量a(x0，y0) (注意y0=0)經(jīng)n次旋轉(zhuǎn)后得到向量b(xN，yN)qi。設(shè)第i次旋轉(zhuǎn)的角度為qi，根據(jù)J.Walther的推導(dǎo)得到迭代方程組：

　　通過選擇tan(qi)=±2-i可以得到，x和y的方程現(xiàn)在可以利用一個簡單的管狀移位器和一個算術(shù)邏輯單元(ALU)來實現(xiàn)。此外，只需要使用一個相對簡單的、事先計算好的反正切表，即可消除超函數(shù)的計算。

圖2 CORDIC 算法原理示意圖

　　同時還要判斷旋轉(zhuǎn)的方向，以滿足Z變量由初始值逐步趨于零，需要通過下式來引入和估計一個簡單的符號變量：

　　經(jīng)過上面2步，得到如下迭代方程：

　　則當(dāng)N→ 時，迭代后結(jié)果為：(xi，yi)→(cos(q)，sin(q))。

　　綜合以上推導(dǎo)可見，只要選取合適的N，計算出相應(yīng)的初始值(x0，y0)，以及相對應(yīng)的反正切值，就可以利用簡單的移位加法操作和流水線結(jié)構(gòu)實現(xiàn)上述的迭代方程式，計算出已知角度Z的正、余弦值，且這樣的電路結(jié)構(gòu)非常易于FPGA實現(xiàn)。

　　應(yīng)用MATLAB進行功能仿真和參數(shù)設(shè)計

　　FPGA設(shè)計流程中，應(yīng)先利用MATLAB進行功能仿真，按照系統(tǒng)要求，以先驗的方式確定系統(tǒng)參數(shù)，測試系統(tǒng)性能是非常必要的，可以有效提高FPGA硬件設(shè)計的效率和電路質(zhì)量，避免不必要的重復(fù)勞動。

　　本系統(tǒng)采用40M的晶振，要求輸出9.7M的正、余弦波，輸出幅值為18位二進制數(shù)。在實際系統(tǒng)中，由于有限的相位字長和有限的量化電平，這些靠近期望分量的雜散信號會降低數(shù)字合成器的無雜散動態(tài)范圍(SFDR)。本系統(tǒng)要求輸出波形SFDR大于90dB。

　　通過將CORDIC迭代過程、相位計算，以及相位截斷、量化字長等的誤差等因素引入MATLAB仿真程序中，能夠準(zhǔn)確仿真出實際數(shù)字電路的輸出波形。采用不同的參數(shù)，多次仿真后，確定選取迭代次數(shù)N=16，相位Z的范圍為(-90，90)，是一個很好的平衡點。

　　仿真結(jié)果如圖3所示，信號的頻譜在9.7M達(dá)到峰值，說明生成的正弦波形其頻率為9.7M，且信號幅度的有效值與雜散分量有效值分貝差接近100dB，即SFDR>90dB?？梢姡摻Y(jié)果完全符合NCO的系統(tǒng)設(shè)計要求，可以按照此設(shè)計參數(shù)進入到下一步FPGA數(shù)字電路實現(xiàn)。

　圖3 基于CORDIC算法的NCO輸出正旋信號頻譜圖

　　基于CORDIC的NCO的FPGA實現(xiàn)和驗證

　　這一階段的設(shè)計過程采用Verilog HDL編程，用Xilinx公司的FPGA設(shè)計工具實現(xiàn)。具體電路設(shè)計可分為兩個部分。

　　部分為CORDIC迭代前模塊，終目的是輸出當(dāng)前相位，主要功能是進行相位累加、截斷，以及按照上文的設(shè)計參數(shù)轉(zhuǎn)換相位至(-90，90)之間，并給出相應(yīng)的控制信號。圖4中左邊個模塊anglepro即完成了上述功能。系統(tǒng)采用了32位的累加器，M值可由公式計算得到。下面只需進行相位的轉(zhuǎn)換工作，對相位地址的高兩位進行異或運算，當(dāng)結(jié)果為0時，說明當(dāng)前相位已經(jīng)在設(shè)計區(qū)間(-90，90)之間;結(jié)果為1時則做簡單的象限轉(zhuǎn)換，將第二象限折入象限，第三象限折入第四象限，并輸出控制信號t對終輸出的COS幅值取負(fù)。

　　圖4 Synplify Pro編譯綜合后RTL仿真圖（局部）

　　第二部分為整個CORDIC算法的迭代過程，根據(jù)仿真結(jié)果，系統(tǒng)采取了16級迭代，X迭代初始值可由公式(5)算出K=0.6073，量化為18位二進制數(shù)后，得到幅值約為79600。在本次設(shè)計中，并沒有將這些反正切角度量化值存入統(tǒng)一的LUT中，而是分別固化在每的迭代模塊中，簡化了數(shù)字電路結(jié)構(gòu)。

　　圖4中cord_2是迭代過程中的一個典型迭代模塊，其他15個迭代模塊的結(jié)構(gòu)與cord_2完全相同。如圖5所示，流水線結(jié)構(gòu)中，每一個模塊(級)接受來自上迭代的Z角度值、X值、Y值，通過判斷Z的符號對X、Y、Z做移位加減操作，其迭代的部分只需要3個加減法器和2個移位器。

　　圖5 CORDIC流水線結(jié)構(gòu)圖

　　采用這樣的流水線結(jié)構(gòu)，級級直接相連，每移位長度和反正切角度值的固化，也大大節(jié)省了FPGA實現(xiàn)時的寄存器數(shù)量?，F(xiàn)實中只需要17個時鐘周期的建立時間，就可輸出個正、余弦值，然后連續(xù)輸出波形的離散數(shù)值。

　　通過ModelSim仿真后，得到仿真波形如圖6所示。

　　圖6 modelsim 仿真波形圖

　　為了驗證輸出波形是否正確，本文采用了將量化后幅值還原與理想值比較的方法。如，個幅值對應(yīng)的實際余弦值為131068/(2^17)≈0.99997。余弦值。取其中幾組數(shù)據(jù)進行比較，如表1所示。

　　對比發(fā)現(xiàn)電路仿真后輸出值與理想值很接近，得到了預(yù)期的正、余弦離散波形，驗證了程序本身的正確性。

　　結(jié)語

　　采用CORDIC算法設(shè)計數(shù)控振蕩器可以生成高數(shù)控振蕩器而無需大容量的查找表，節(jié)省了大量的ROM資源，降低了功耗，僅采用移位寄存器和加法器結(jié)合流水線結(jié)構(gòu)就可實現(xiàn)迭代過程。CORDIC算法所能達(dá)到的與所選取的迭代次數(shù)和操作數(shù)位寬密切相關(guān)，利用三角函數(shù)的對稱特性，配合少量LUT或邏輯電路，可以進一步設(shè)計出更高的數(shù)控振蕩器。

　　參考文獻(xiàn)：

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