近年來，隨著大規(guī)模集成電路的飛速發(fā)展，微控制器和數字信號處理器的性價比不斷提高，數字控制技術已逐步應用于大中功率高頻開關電源。相對于傳統(tǒng)模擬控制方式，數字控制方式具有電源設計靈活、外圍控制電路少、可采用較先進的控制算法、具有較高可靠性等優(yōu)點。 高頻開關電源具有體積小、重量輕、效率高、輸出紋波小等特點，現(xiàn)已逐步成為現(xiàn)代通訊設備的新型基礎電源系統(tǒng)。針對傳統(tǒng)開關電源中損耗較大、超調量較大、動態(tài)性能較差等問題，本文采用基于DSP的全橋軟開關拓撲結構。全橋軟開關移相控制技術由智能DSP系統(tǒng)完成，采樣信號采用差分傳輸，控制算法采用模糊自適應PID算法，產生數字PWM波配合驅動電路控制全橋開關的通斷。在輸入端應用平均電流控制法的有源功率因數校正，使輸入電流跟隨輸入電壓的波形，從而使功率因數接近1。通過Matlab仿真結果表明模糊自適應PID控制算法比傳統(tǒng)PID控制算法在超調量，調節(jié)時間，動態(tài)特性等性能上具有優(yōu)越性。 論文以高頻開關電源的設計為主線，在詳細分析各部分電路原理的基礎上，進行系統(tǒng)的主電路設計、輔助電路設計、控制電路設計、仿真研究、軟件實現(xiàn)。重點介紹了高頻變壓器的設計及模糊自適應PID控制器的實現(xiàn)。并將輔助電源及控制電路制成電路板，以及在此電路板基礎上進行各波形分析并進行相關實驗。

　　1 系統(tǒng)框圖

　　圖1為軟開關全橋變換開關電源拓撲。虛線框以內為控制電路，虛線框以上為主電路。主電路主要包括輸入整流濾波、功率因數校正，全橋變換電路、高頻變壓器、輸出濾波電路?？刂齐娐分饕刹蓸与娐?、控制和保護單元、監(jiān)控單元等組成，并為了保證控制電路及相關電路正常工作還必須包括輔助電源。

　　本電源采用ZVS—PWM拓撲，單相220V交流輸入，經過PFC模塊后為直流400V，主功率管采用MOSFET管，控制部分由DSP控制電路，電壓電流雙閉環(huán)控制。輸出采用全波整流并進行無源LC濾波。

　　2 主電路設計

　　針對48V／20A的通訊高頻開關電源，其主電路采用移相式全橋變換器拓撲。移相全橋軟開關控制器具有恒頻軟開關運行、移相控制實現(xiàn)方便、電流和電壓應力小、巧妙應用寄生電容等優(yōu)點。移相控制作為全橋變換器特有的一種控制方式，是指保持每個開關管的導通時間不變，同一橋臂的開關管的相位互差180°。然而對于全橋變換器來說，當只有對角的開關管同時導通時主變壓器才輸出功率。所以可以通過調節(jié)對角的兩個開關管導通重疊角的寬度來進行穩(wěn)壓控制，而在功率器件環(huán)流期間，它又利用變壓器的漏感以及功率半導體器件的結電容或者外加的附加電感電容的諧振來實現(xiàn)功率管的零電壓或者零電流換流。

　　1）有源PFC設計

　　有源功率因數校正技術的基本思想是在整流電路與濾波電容之間加入DC／DC變換，通過適當控制使輸入電流的波形自動跟隨輸入電壓的波形，使輸入阻抗呈純阻性，即通過控制開關元件，切換濾波電感和濾波電容充放電能量實現(xiàn)功率因數的提高。本設計中采用的是平均電流控制Boost功率因數校正電路，PFC控制芯片采用NCP1653。該PFC控制芯片的主要工作原理是同時控制輸入電流與輸出電壓，而電流控制回路的命令是由整流后的線電壓所決定，所以可以使轉換器的輸入阻抗呈現(xiàn)電阻性。

　　具體系統(tǒng)原理圖如圖2所示。

　　2）全橋變換器設計

　　全橋變換器電路如圖3所示。該拓撲中MOS管采用IRFB20N50，流過的電流為20A，電壓為500V。

　　3）驅動電路設計

　　驅動電路如圖4所示。PWM輸出與驅動芯片之間采用安華高公司生產的高速光藕HCPL一0710，它的速度可達到15M。驅動芯片采用國際整流器公司的IR2181，該芯片具有速度快，驅動電壓高等特點，特別適用于驅動MOSFET、IGBT等器件。

　　4）主變壓器的選擇

　　高頻變壓器是DC／DC變換器的元件，其作用有三點：能量轉換、電壓變換和輸入輸出之間的隔離。變壓器設計的好壞不僅影響變壓器本身的發(fā)熱和效率，同時也影響到開關電源的技術性能和可靠性。同時，許多其他主電路元件的參數設計都依賴于變壓器的參數。因此，在主電路拓撲確定以后首先應該進行的是變壓器的設計。其設計步驟為：a、變壓器匝比的計算；b、變壓器磁芯的選擇；c、繞組匝數的計算；d、繞組導線規(guī)格的計算。

　?。?）匝比的計算

　　設定K為變壓器原副邊匝比，Udc（min）為輸入電壓的值，Dmax為副邊占空比，Uo為輸出直流電壓，UD為輸出整流二極管的通態(tài)壓降，ULf為輸出濾波電感Lf上的直流壓降。考慮到移相控制方案存在副邊占空比丟失現(xiàn)象，選擇副邊占空比為0.85，Uin（min）為PFC輸出電壓的值380V，假設輸出整流二極管通態(tài)壓降為1.5V，輸出濾波電感上的直流壓降為0.5V，則可根據經驗公式

　　所以實際中取K=7

　?。?）磁芯的計算

　　在計算好匝比以后，可以根據以下經驗公式求解，Ae為磁芯磁路截面積；Ac為磁芯窗口面積；PT為變壓器傳輸功率；fs為開關頻率；△B為磁芯材料所允許的磁通密度的變化范圍；dc為變壓器繞組導線的電流密度；kc為繞組在磁芯窗口中的填充因數。并且我們將本設計中電源的參數代入求之得

　　根據以上的計算并根據鐵氧體磁芯生產產家提供的技術手冊，我們可以選擇PQ50／50磁芯，可以滿足要求。

　　其中Ap=14.2024cm4≥2.4cm4

　?。?）匝數的計算

　　選取好磁芯后，先計算副邊繞組匝數。

　　選定N2=4，根據匝比我們可以選定N1=28。

　?。?）導線規(guī)格的選擇

　　根據所計算的原副邊電流值，并考慮集膚效應，采用電流密度為4A／mm2的導線，可以計算得出所需導線的截面積為0.89mm2的，因此可以采用銅導線來進行繞制，通過分析計算可以得出，我們采用φ0.4銅線8股并繞28圈作為初級繞組，因副邊有兩組繞組，所以通過它的電流有效值為0.632Io=12.64，所以其繞組截面積為3.16mm2，所以采用φ0.4銅線26股并繞4圈作為次級繞組。

　　5）諧振電感設計

　　諧振電感用來實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關，為開關管的零電壓開關提供足夠的能量。為實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關，必須滿足

    其中Lr是諧振電感，I是滯后橋臂開關管關斷時原邊電流的大小，CDS是開關管漏源極電容，Udc是母線直流電壓。

    其中諧振電感值按0．7倍滿載以上實現(xiàn)零電壓開關設計，取負載電流為2A(取滿載電流的10％)時濾波電感的電流臨界連續(xù)，即式中的脈動量為4A。開關管IRFB20N50的漏源極電容為85pF。所以將上述結果代入經驗公式可以得到

　　6）輸出濾波電路設計

　　（1）輸出電感的選擇

　　電感將決定在輸出側紋波電流的大小，且它的值與紋波電流的大小有關。電感值是以輸入側的交流電流峰值所決定的。而交流側的峰值電流是出現(xiàn)在電壓為值時，根據一般的經驗考慮電感上的紋波電流取交流側峰值電流的20％，所以。根據下述經驗公式可以得到電感L。

    電感電流出現(xiàn)峰值時的占空比為

　　（2）輸出電容的選擇

　　輸出電容的選擇應滿足輸出紋波電壓u的要求，而輸出紋波幾乎完全由濾波電容的等效串聯(lián)電阻的大小決定，通常通過選擇合適的等效串聯(lián)電阻來滿足輸出紋波電壓的峰一峰值的，這里取u為0.1V。因此有

　　另外，對于鋁電解電容器，在很大容值及額定電壓范圍內，其ResrCf的乘積基本不變，為50×10-6～80×10-6。根據ResrCf的平均值來求解Cf，即

　　實際選用三個60V／1000μF的電解電容器并聯(lián)。

　　3 系統(tǒng)的軟件設計

　　主控制器采用DSP處理芯片，外擴16位高速AD采樣，以滿足實時要求，控制算法采用模糊自適應PID控制算法?？刂瞥绦蛑饕芍鞒绦蚝椭袛喑绦蚪M成。中斷包括定時器周期中斷、定時器下溢中斷、比較單元比較中斷。其中，每個比較單元均會在一個對稱PWM周期內產生兩次匹配，匹配在前半周期的遞增計數期間，另匹配在后半周的遞減計數期間，所以兩個比較單元會在一個PWM周期內通過四次中斷完成PWM輸出跳變。

　　4 結束語

　　以設計一款48V／20A的數字通信開關電源為目標，通過對開關電源技術的深入研究，提出了以Boost型功率因數校正電路和移相全橋軟開關PWM電路為主電路拓撲、以TI公司的TMS320F2812型DSP為主控芯片的設計方案。對模糊算法的采用進行了一些嘗試，進行了以模糊PID控制器取代傳統(tǒng)PID控制器的系統(tǒng)仿真，并通過仿真結果得出模糊自適應PID控制算法比傳統(tǒng)PID控制算法具有更好的控制性能。從而在數字開關電源的應用中，采用模糊PID控制算法能使控制系統(tǒng)性能得到較好的改善。