摘要: 首先分析了電流滯環(huán)跟蹤控制與空間矢量PWM 控制在PMSM 調速系統(tǒng)中的應用優(yōu)缺點， 并在simulink 環(huán)境下建立了仿真模型， 進行了相應的仿真驗證， 給出了基于電流滯環(huán)跟蹤控制與SVPWM 控制的PMSM 矢量控制的實驗結果。

　　0  引  言

　　在永磁同步電機控制中， 無論電磁轉矩還是磁場均受控于電機的定子電流， 可以認為， 定子電流的控制效果直接影響調速系統(tǒng)的性能。故而， 矢量控制終表現(xiàn)為對電機三相定子電流的控制， 電機的內環(huán)電流控制器依靠PWM 技術將調節(jié)器輸出的電壓指令信號轉變?yōu)槿郟WM 信號， 驅動逆變器， 從而控制電機的三相定子電流。本文在介紹常用的PWM 控制方法同時， 結合具備代表意義的電流滯環(huán)跟蹤控制與空間矢量PWM 控制來分析不同的PWM 技術產(chǎn)生的電流控制效果， 進而為選擇合適的PWM 調制策略提供依據(jù)。

　　1  電流滯環(huán)跟蹤控制法

　　圖1 給出了采用滯環(huán)比較方式的PWM 電流跟蹤控制單相半橋式逆變電路原理圖。圖2 給出了其輸出電流波形圖。如圖1 所示， 將給定電流i* 與輸出電流i 進行比較的偏差△I 作為帶有滯環(huán)特性的比較器輸入， 通過其輸出來控制功率器件V1 和V2 的通斷。設i 的正方向如圖2 所示。當i 為正時， V1 導通， 則i 增大； VD2 續(xù)流導通時， 則i 減小。當i 為負時，V2 導通，則i 的增大； VD1 續(xù)流時， 則i 的減小。這樣， 通過環(huán)寬為2   的滯環(huán)比較器的控制， i 就在i*+ △I 和i*-△I的范圍內， 呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i* 。

　　滯環(huán)控制具有硬件電路簡單， 電流響應快， 并對負載及參數(shù)變化不敏感。但這種方法中的滯環(huán)寬度一般固定， 因此開關頻率不固定。如圖2 所示， 忽略定子阻抗， 在一個滯環(huán)周期內， V1 導通， V2 關斷時有:

圖1  電流滯環(huán)跟蹤控制的逆變電路圖

　圖2  滯環(huán)控制的指令電流和輸出電流

　　V1 關斷， V2 導通時有：

　　得：

　　由式( 1) 可知， 逆變器的開關頻率與電流波動幅值成反比， 即與環(huán)寬成反比， 環(huán)寬越小， 開關頻率f 越高， 實際電流值越接近給定電流， 此時電流追蹤性能越好； 在環(huán)寬一定的條件下， 電機運行時的反電勢是導致逆變器開關頻率變化的根本原因。故本方法在反電動勢較大( 高速)時電流控制的效果不明顯。為解決這些不足， 又先后提出了固定開關頻率的Delta 調制法以及為解決在有限采樣頻率下實現(xiàn)電流有效控制而提出的電流預測控制和無差拍控制的思想。這些新的控制思想已與磁通閉環(huán)PWM( 空間矢量PWM 控制) 控制非常接近了。

　　2  空間矢量PWM控制

　　經(jīng)典的SPWM 控制主要著眼于使逆變器輸出電壓盡量接近正弦波。也就是說， 希望輸出的PWM 電壓波形的基波成分盡量大， 諧波成分盡量小。至于電流波形， 則還會受負載參數(shù)的影響。然而交流電機需要輸出三相正弦電流的終目的是在空間產(chǎn)生圓形旋轉磁場，從而產(chǎn)生恒定的電磁轉矩。因此， 可以將逆變器和電機視為一體， 按照跟蹤圓形旋轉磁場的方法來控制PWM電壓， 也即電壓空間矢量控制。由于該控制方法把逆變器與電機看成一個整體來處理， 所得的模型簡單， 便于微處理器實時控制， 并具有轉矩脈動小、噪聲低、電壓利用率高等優(yōu)點， 因而得到了廣泛的應用。

　　三相電壓型逆變器的上下橋臂開關狀態(tài)互為補充， 規(guī)定上橋臂導通為1， 下橋臂導通為0， 則三相逆變器三相導通時共有8 種開關狀態(tài)模式， 為了使逆變器輸出的電壓矢量接近圓形， 并終獲得圓形的旋轉磁通， 必須利用逆變器的輸出電壓的時間組合， 形成多邊形的電壓矢量規(guī)矩， 使之更接近圓形。這就是空間矢量PWM 原理的根本出發(fā)點。任一電壓空間矢量組合的時間分配要依據(jù)伏秒原則與時間總和恒定原則， 以圖3 第3 扇區(qū)的任一給定矢量Us f 為例， 有：

　　式中， U4 與U6 為兩個相鄰的工作電壓矢量， T4 、T6為相對應的電壓矢量作用時間。為了補償參考矢量的旋轉頻率， 還需要插入零矢量U0 或U7 ， T 0 為U0 或U7 的作用時間。

　　SV PWM 的算法文獻較多， 本文直接給出空間矢量PWM 的實現(xiàn)步驟如下:

　　( 1) 給定電壓矢量所在扇區(qū)判斷；( 2) 計算相鄰矢量作用時間T1、T 2 ；( 3) 電壓矢量切換點的確定。

圖3  電壓空間矢量圖

　　3  兩種PWM控制策略的應用仿真

　　在仿真模型的建立過程中， 電機模塊、電機參數(shù)測量模塊采用Simulink 工具箱中SimPowerSystems 自帶的永磁電機模型、測量模型。基于電流滯環(huán)跟蹤控制的PMSM 矢量控制仿真總體模型如圖4?；赟VPWM控制的電機矢量控制系統(tǒng)的仿真模型如圖5。

圖4  基于電流滯環(huán)跟蹤控制的PMSM矢量控制仿真模型

　圖5  基于空間矢量PWM控制策略的PMSM矢量控制仿真模型

　　轉速給定為314 rad/ s， 0. 04 s突加負載的條件下， 基于電流滯環(huán)跟蹤控制的三相電流ia、i b、ic 的輸出波形與相對應的空間矢量PWM 控制策略下的三相電流i a、ib、ic 輸出波形分別如圖6、圖7 所示。輸出的dq 軸電流波形如圖8、圖9 所示， 輸出轉矩波形分別如圖10、圖11 所示。

　　對比圖6 與圖7， 圖8 與圖9， 圖10 與圖11， 相對應于電流滯環(huán)跟蹤控制與空間矢量PWM 控制策略下的電流波形與電機輸出轉矩波形， 可以看出空間矢量PWM 控制策略下的輸出波形要比電流滯環(huán)跟蹤控制的輸出波形變化平滑、波形純正、電流畸變較小。電流滯環(huán)跟蹤控制的電流畸變較大、紋波大、對系統(tǒng)的整體性能影響較大， 但在突加負載時電流滯環(huán)跟蹤控制的抗擾動性能突出。分析可知， 采用空間矢量PWM 控制方法的逆變器實際開關次數(shù)較少， 開關電流較低， 開關損耗較小， 直流母線電壓利用率更高。

圖6  電流滯環(huán)跟蹤控制下三相電流波形

圖7  SVPWM控制策略下三相電流波形

圖8  電流滯環(huán)跟蹤控制下d、q 軸電流輸出波形

圖9  SVPWM控制策略下d、q 軸電流輸出波形

圖10  電流滯環(huán)跟蹤控制下的轉矩波形

圖11  SVPWM 控制策略下的輸出轉矩波形

　　4  結  論

　　本文介紹了兩種具有代表性的PWM 控制策略在PMSM 矢量控制系統(tǒng)中的應用。通過仿真手段來對比分析了不同PWM 控制策略在PMSM 控制系統(tǒng)應用中的優(yōu)點及不足。結果表明， 空間矢量PWM 控制策略有轉矩脈動小、噪聲低、電壓利用率高等優(yōu)點， 較電流電流滯環(huán)跟蹤控制在PMSM 矢量控制中有明顯的優(yōu)越性， 能滿足高性能的電機控制系統(tǒng)的要求。