此應(yīng)用利用升壓變換器和IR1150S的PFC控制IC連續(xù)導(dǎo)通模式功率因數(shù)校正電路的設(shè)計(jì)方法。IR1150是有對PFC變換器控制的IR 公司技術(shù)：“單周期PFC控制”，給出了完整的設(shè)計(jì)步驟。

　　一、功率因數(shù)校正簡介

　　1．一般概念

　　功率因數(shù)定義為實(shí)際功率與視在功率的比值，實(shí)際功率是在一個(gè)周期內(nèi)測得瞬態(tài)功率的時(shí)間積分，視在功率是在一個(gè)完整的周期內(nèi)，電壓的均方根值與電流均方根值的乘積。

　　功率因數(shù)也可為

　　式中：Vrms是線路電壓的均方根值；Irms線路電流的均方根值；Irms1是線路咆流的基波諧波；Φ是電壓和電流之間的相位差。

　　在這種情況下，功率因數(shù)可以分為失真因子和位移因子

　　電壓和電流波形之間的相位移動量可以由輸人感抗和容抗的無功實(shí)質(zhì)來說明。

　　在一個(gè)純阻抗負(fù)載中，電壓和電流是同相位的正弦波，實(shí)際功率等于視在功率，PF=1。

　　2.單周期控制技術(shù)在PFC中的應(yīng)用

　　變換器輸出電壓VO通過輸出分壓器按比例減小，送回到誤差放大器的輸入端VFB，誤差放大器用來提供回路補(bǔ)償，并且產(chǎn)生誤差信號或調(diào)制電壓Vm，電路如1所示。

　　單周期控制的是可重置的積分器。此積分電路調(diào)制電壓在每一個(gè)開關(guān)周期的末端被復(fù)位，電路如圖2所示?？梢灾刂玫姆e分器特性如圖3所示。

　　因?yàn)殡妷夯芈返膸挿浅Ｕ?，調(diào)制電壓的變化會非常慢，在此開關(guān)周期內(nèi)可以認(rèn)為它是恒定的值。這意味著積分器的輸出將是線性斜波。積分器斜波的斜率與誤差放大器的輸出電壓Vm成正比。

圖1誤差放大器電路                       圖2 單周期控制的電路

　　這里一個(gè)重要的特性即是積分器的積分時(shí)間常數(shù)必須與開關(guān)周期匹配，以便于在每個(gè)周期的，斜波與積分器的積分值匹配。

　　PWM比較器的基準(zhǔn)電壓值是調(diào)制電壓減去通過電流檢測電阻的電壓，為

　　為了用脈沖后沿調(diào)制恰當(dāng)?shù)乜刂粕龎鹤儞Q器，需要由電路的輸人配置去產(chǎn)生0CC 式的 PWM。用所提供的取決于輸人電流和輸出電壓斜波信號的基準(zhǔn)閾值來控制變換器的占空比，從而實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定和功率因數(shù)校正。

圖3 可以重置的積分器特性

　　這項(xiàng)控制技術(shù)不需要直接的線路電壓檢測，線路電壓信息已經(jīng)包含在電感電流中。

　　二、IR1150 的詳細(xì)描述

　　IR1150控制IC工作在連續(xù)導(dǎo)通模式，固定頻率的升壓變換器功率因數(shù)校正電路。IC用兩個(gè)必需的回路工作，即內(nèi)部的電流回路和外部的電壓回路。

　　內(nèi)部電流回路維持基于脈寬調(diào)制器占空比和輸入線路電壓相關(guān)性的平均輸人電流正弦曲線，以決定類似的輸入線路電流。因此，電流回路利用嵌入的輸入電壓信號來控制隨著輸入電壓的平均WA電流。只要維持在遁續(xù)導(dǎo)通模式的王作下就都是正確的。

　　因?yàn)榫€路期向前移動接近于零過度且變換器工作在由有限阻抗電感給出的輕載條件下，電流波形將有一定失真。這些工作條件下的諧波魑流都在EN6100-3-2規(guī)定的D 等級內(nèi)，因此這不是問題。

　　外部電壓回路控制升壓變換器的輸出電壓，輸出電壓誤差放大器在它的輸出端產(chǎn)生一個(gè)電壓9它直接控制積分器斜波的斜率9從而控制平均輸人電流的幅值。這兩個(gè)控制器的結(jié)合控制了輸入幅值和相位，以便使輸人電流與輸人電壓成正比而且同相位。

　　IC在應(yīng)用中為可靠的工作提供保護(hù)電fff，采用了過流、過電壓、欠電壓和布朗輸出條件下的保護(hù)。UVLO 電路監(jiān)視VCC端且保持柵驅(qū)動信號為非激活狀態(tài)，直VCC電壓達(dá)到UVL0導(dǎo)通閾值VCCON。

　　如果反饋端的電壓沒有超過額定值的20％，開環(huán)保護(hù)（OLP）會阻止控制器工作。如果因?yàn)槟承┰螂妷嚎刂苹芈烽_路，IC將不起動，這可以避免潛在的突然失效。只要VCC端電壓超過這個(gè)閾值，提供給VFB端的電壓大于20％的VREF，柵驅(qū)動將開始開關(guān)。

　　VCC端的電壓下降到低于UVLO的關(guān)斷閾值VCCUVLO時(shí)，IC將關(guān)斷，柵驅(qū)動終止。為了重新啟動過程，VCC端電壓必須再次超過導(dǎo)通閾值。

　　專用的可調(diào)節(jié)過電壓保護(hù)（0VP）可用于保護(hù)過電壓輸出。PFC電壓反饋回路經(jīng)常很慢，如果輸出電壓超過0VP 的設(shè)置限制，柵驅(qū)動將不能工作，直到輸出電壓再回到它的額定值時(shí)柵驅(qū)動信號才開始工作。IR1150 的輸出保護(hù)特性如圖4所示。

圖4 IR1150的輸出保護(hù)特性

　　提供輸出欠電壓咻護(hù)，為了防止過載或布朗輸出，變換器將自動地限制電流，結(jié)果輸出電壓將下降。如果壓降超過額定輸出電壓的 50％”控制器將關(guān)斷然后再重起。

　　可以經(jīng)過FREQ端的外部電阻調(diào)節(jié)IC的開關(guān)頻率而設(shè)計(jì)的振蕩器。設(shè)計(jì)給出了、頻率限制，和工作頻率在50kHz到200kHz的范圍內(nèi)。

　　在更低的開關(guān)頻率下，IC工作通常是可能的，但是給出的設(shè)定電阻較大可能導(dǎo)致不夠的頻率調(diào)整，其在數(shù)據(jù)表規(guī)定的允許范圍之外。

　　TRI150S的一個(gè)附加特點(diǎn)是強(qiáng)迫IC進(jìn)入“睡眠”模式的能力。在“睡眠”模式下，IC的內(nèi)部單元不能工作， g IC僅消耗200 ptA的靜態(tài)電流。這是為了在待機(jī)模式期間減小系統(tǒng)功率損耗到值而設(shè)計(jì)的，也是為了系統(tǒng)設(shè)計(jì)者需要關(guān)斷變換器而設(shè)計(jì)的?！八摺蹦Ｊ皆谌魏螘r(shí)候只要0VP端（4PIN）低于0.62V的電壓水平時(shí)都被激活。

　　柵驅(qū)動輸出為高效率地驅(qū)動 MOSFET提供了充足的驅(qū)動能力。

　　三、PFC 變換器的設(shè)計(jì)步驟

　　這一部分?jǐn)⑹隽擞肐RI150S控制IC設(shè)計(jì)連續(xù)導(dǎo)通型升壓變換器功率因數(shù)校正器的談計(jì)步驟。PFC變換器的一些設(shè)計(jì)折衷方法作為附加內(nèi)容被討論。

　　標(biāo)準(zhǔn)的300W PFC變換器設(shè)計(jì)步驟如下。

　　IR1150S 主板可從國際整流器公司買到，樣板強(qiáng)調(diào)了IR1150的特性，而且是按照這個(gè)應(yīng)用注意的設(shè)計(jì)步驟而設(shè)計(jì)的。

　　1、PFC 升壓變換器規(guī)范（見表1）

　　2、變換器輸入、輸出規(guī)范

　　由TR1150組戚的PFC完整電路如圖5所示。

圖5 IR1150控制的PFC的電路

　　3.太輸入功率和輸入電流

　　大多數(shù)變換器的設(shè)計(jì)是基于低線電壓時(shí)的電流，此時(shí)效率和輸入電流是壞的情況。假設(shè)在低線電壓時(shí)功率因數(shù)值為0．99或更大，假設(shè)一個(gè)在低線電壓時(shí)的效率，于是可以計(jì)算輸人功率為

　　在交流輸入電壓時(shí)，計(jì)算交流線路電流的均方根值為

　　假設(shè)交流電流是正弦波，即可以計(jì)算交流電流的峰值

　　假設(shè)交流線路輸入電流為正弦波，它的平均值為

　　所需要的高頻輸入電容為

　　高頻電容是標(biāo)準(zhǔn)的高質(zhì)量薄膜電容，它用來應(yīng)對壞情況下的線路電壓峰值，要注意避免電容值太大，這會導(dǎo)致電流失真?？梢钥紤]把這個(gè)電容作為EMI 輸入濾波器的一部分，它的主要目的是用短的回路去旁路輸入電流的高頻分量。

　　4、升壓電感的設(shè)計(jì)

　　在VIN（PK）MIN端必須確定功率開關(guān)的占空比。這相當(dāng)于在線路電壓時(shí)，整流線路電壓峰值的電感電流。

　　是基于20％紋波電流的假設(shè)，這是設(shè)計(jì)折衷方法必須考慮的另一個(gè)地方。

　　較小的紋波翹流值對于減小失真，輸出電容在紋波電流，功率開關(guān)的峰值電流和EMI 的處理都是有好處的。

　　無論如何在這里的折衷方法是提高電感值來減小紋波電流，這會增大電感的尺寸和成本。

　　注意在給定的設(shè)計(jì)中磁心的選擇，磁心在峰值電流水平時(shí)不能飽合。

　　相反地，允許高值的紋波電流需要較小的電感時(shí)，將忽略以前指出的對一些性能的影響。

　　成本折衷方法典型地用于選擇磁心材料以應(yīng)對損耗、溫升以及隨電流的增大會導(dǎo)致的電感飽合。對于電感設(shè)計(jì)要仔細(xì)的考慮磁心結(jié)構(gòu)、數(shù)據(jù)手冊和應(yīng)用注意。詳細(xì)的電感設(shè)計(jì)不包插在這個(gè)應(yīng)用注意的范圍。

　　5.需要的輸出電容

　　PFC變換器輸出電容的設(shè)計(jì)是建立在電源所需延遲時(shí)間的基礎(chǔ)上。用一個(gè)恰當(dāng)?shù)脑O(shè)計(jì)，電容的紋波電壓和電流都不成問題。

　　對于PFC應(yīng)用電容的典型值為每瓦輸出功率1～2uF。

　　電容值必須減小到電容的偏差允許值內(nèi)，在這種情況下為－20％，為了保證滿足電容的要求，假設(shè)保持時(shí)間。

　　在這種情況下，選電容的標(biāo)準(zhǔn)值為330 uF。

　　四、設(shè)計(jì)注意點(diǎn)

　　1、IC去耦電容

　　PFC變換器在對于控制器是個(gè)不好的噪聲環(huán)境，因此，必須考慮對噪聲適當(dāng)?shù)娜ヱ睢?/P>

　　對IC 起旁路作用的關(guān)鍵是旁路電容的實(shí)際定位和控制IC 供電源末端的連接。為了電容能提供合適的濾波，電容必須放在離VCC和COM端盡可能近的地方，要用短的路徑連接。

　　注意在圖6中旁路電容直接放在SO8 IC上面，這將為電容到VCC和COM端提供可能的短路徑。提供緊密的去耦路徑使得長連線引起的干擾噪聲降到。

　　去耦電容的值與許多因素有關(guān)，包括限制開關(guān)頻率9功率MOSFET柵驅(qū)動電容的太小，外部串入柵驅(qū)動路徑的電阻值。一般推薦一個(gè)470nF 的陶瓷電容，還要－個(gè)較大的電解電容存在以提供低頻濾波。

圖6 IR1150去耦電容的連接

　　2.電感設(shè)計(jì)

　　當(dāng)設(shè)計(jì)升壓電感時(shí)，除了考慮電感值外還要考慮更多的問題。電感的結(jié)構(gòu)要結(jié)合寄生元器件一起做，它對系統(tǒng)的噪聲水平有重要的影響。升壓電感的寄生元器件會因?yàn)槔@線電容的諧振產(chǎn)生高頻振蕩。

　　圖7 所示用一個(gè)多層非理想升壓電感時(shí)功率MOSFET的導(dǎo)通電流，注意高頻擾動（大約8～10MHz）的存在。圖8 為單層電感的開啟波形，圖中有同樣數(shù)值的單層電感，但是有較低的繞線間電容。

圖7 多層非理想升壓電感時(shí)功率                              圖8 單層電感的開啟波形

　　                                                   MOSFET 的導(dǎo)通電流波形

　　如果不控制這種振蕩，會產(chǎn)生控制IC 3PIN的不可接受電壓，這會中斷電路的正常工作。

　　盡管內(nèi)部消隱電路用以限制電流環(huán)上的三極管反向恢復(fù)尖峰的影響，建議在電流檢測電阻上加一個(gè)RC 網(wǎng)絡(luò)來限制此尖峰，提高控制IC 的噪聲免疫能力。

　　另一個(gè)限制此振蕩的原困就是為了限制EMI，尤其是在輻射范圍內(nèi)的EMI。

　　3.柵驅(qū)動的考慮

　　IR1150有1.5 A峰值的源出和漏入電流能力，它的柵驅(qū)動器有極快的上升和下降時(shí)間。這些快速的上升和下降性能，如果不適當(dāng)?shù)乜刂?，在提供符合要求的MOSFET柵動能力的同時(shí)也會產(chǎn)生噪聲問題。

　　當(dāng)柵驅(qū)動速度大快而導(dǎo)致快速的di／dt 和 dv／dt上升沿時(shí)，滿足 EMI的要求就困難了。這不僅要增加 EMI 濾波器，還會使控制器要處理額外的噪聲干擾。圖9和圖10中的波形說明了IR1150S的柵驅(qū)動電壓與功率開關(guān)MOSFET YR極電流的關(guān)系。

圖9 IR1150 的柵極驅(qū)動波形            圖10 IR1150的柵驅(qū)動波形

　　上升時(shí)間必須用對柵驅(qū)動電阻適當(dāng)?shù)剡x擇來控制。當(dāng)為給定的設(shè)計(jì)選擇適當(dāng)?shù)尿?qū)動電阻時(shí)，要考慮的寄生元件有容性元件和感性元件、PCB板的布局、熱設(shè)計(jì)、系統(tǒng)效率和功率開關(guān)的選擇。

　　如果對柵驅(qū)動的設(shè)計(jì)沒有給予適當(dāng)?shù)淖⒁?，將引起波形尖刺和噪聲問題。

　　4. PCB布局

　　合遒的電路路徑是實(shí)現(xiàn)電路性能和系統(tǒng)噪聲所必需的。電源路徑過長的軌跡引起的寄生電感會引入噪聲尖峰，這會損壞電路性能到不能接受的水平。它除了產(chǎn)生系統(tǒng)噪聲外，這些尖峰還會降低功率器件的穩(wěn)定性。如果干擾很嚴(yán)重，器件會突然失效，這很具破壞性。這些不受控的寄生元件是因印制電路板布局的不恰當(dāng)引起，結(jié)果會迫使設(shè)計(jì)者在增加成本和降低效率之外，還要控制額外的噪聲和抑制電路的電壓尖峰。因此必須特別注意儆到的PCB布局路線，引線長度方面對于關(guān)鍵的電路路徑都必須嚴(yán)格符合技術(shù)要求。在高壓功率部分和電流開關(guān)路徑中，當(dāng)短的軌跡長度符合要求時(shí)，可以適當(dāng)?shù)慕拥?。對于地電平的合理利用對控制部分成功工作都是極有幫助的。

　　5.附加的噪聲抑制的考慮   

　　PFC升壓二極管反向Yfi復(fù)特性對于傳導(dǎo)和輻射系統(tǒng)的噪聲都是巨大的EMI根源。它除了在完成基本的電路功能和穩(wěn)定性之外還負(fù)擔(dān)著EMI的濾波。

　　除了噪聲外還要考慮效率。在它的導(dǎo)通周期內(nèi)功率開關(guān)還要承擔(dān)它的反向恢復(fù)電流， 因此，它會引起額外的功率損耗，因此在累統(tǒng)總效率的提高和噪聲水平的降低上有額外的負(fù)擔(dān)。碳化硅升壓二極管的反向恢復(fù)時(shí)間基本為零是個(gè)極好的解決方法，它基本上沒有反向MA復(fù)電流要處理。在碳化硅二極管成為PFC 變換器設(shè)計(jì)的元件時(shí)要考慮浪涌電流。同時(shí)，通過升壓二極管的RC緩沖器在減小曲于反向恢復(fù)而引起的噪聲中有很大作用。當(dāng)設(shè)計(jì)合適時(shí)，緩沖器只有很少的損耗，從而允許功率開關(guān)承擔(dān)它的全部反向鏃復(fù)電流。