現(xiàn)在的高頻開關(guān)穩(wěn)壓電源主要有五種PWM反饋控制模式。電源的輸入電壓、電流等信號在作為取樣控制信號時，大多需經(jīng)過處理。針對不同的控制模式其處理方式也不同。下面以由VDMOS開關(guān)器件構(gòu)成的穩(wěn)壓正激型降壓斬波器為例，講述五種PWM反饋控制模式的發(fā)展過程、基本工作原理、電路原理示意圖、波形、特點及應(yīng)用要｀氪，以利于選擇應(yīng)用及仿真建模研究。
　?。?）電壓反饋控制模式
　　電壓反饋控制模式是20世紀60年代后期高頻開關(guān)穩(wěn)壓電源剛剛開始發(fā)展而采用的一種控制方法。該方法與一些必要的過電流保護電路相結(jié)合，至今仍然在工業(yè)界被廣泛應(yīng)用。如圖1（a）所示為Buck降壓斬波器的電壓模式控制原理圖。電壓反饋控制模式只有一個電壓反饋閉環(huán)，且采用的是脈沖寬度調(diào)制法，即將經(jīng)電壓誤差放大器放大的慢變化的直流采樣信號與恒定頻率的三角波上斜坡信號相比較，經(jīng)脈沖寬度調(diào)制得到一定寬度的脈沖控制信號，電路的各點波形如圖1（a）所示。逐個脈沖的限流保護電路必須另外附加。電壓反饋控制模式的優(yōu)點如下。
　?、貾WM三角波幅值較大，脈沖寬度調(diào)節(jié)時具有較好的抗噪聲裕量。
　　②占空比調(diào)節(jié)不受限制。
　　③對于多路輸出電源而言，它們之間的交互調(diào)節(jié)特性較好。
　?、軉我环答侂妷洪]環(huán)的設(shè)計、調(diào)試比較容易。
　?、輰敵鲐撦d的變化有較好的響應(yīng)調(diào)節(jié)。
 電壓反饋控制模式的缺點如下。
　?、賹斎腚妷旱淖兓瘎討B(tài)響應(yīng)較慢。當輸入電壓突然變小或負載阻抗突然變小時，因為主電路中的輸出電容C及電感L有較大的相移延時作用，輸出電壓的變小也延時滯后，而輸出電壓變小的信息還要經(jīng)過電壓誤差放大器的補償電路延時滯后，才能傳至PWM比較器將脈寬展寬。這兩個延時滯后作用是動態(tài)響應(yīng)慢的主要原因。
　?、谘a償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計本來就較為復(fù)雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓而變化的現(xiàn)象使其更為復(fù)雜。
　?、圯敵龆说腖C濾波器給控制環(huán)增加了雙極點，在補償設(shè)計誤差放大器時，需要將主極點低頻衰減，或者增加一個零點進行補償。
　　④在控制磁芯飽和故障狀態(tài)方面較為麻煩和復(fù)雜。
　　改善及加快電壓模式控制動態(tài)響應(yīng)速度的方法有兩種：一種是增加電壓誤差放大器的帶寬，以保證其具有一定的高頻增益。但是這樣容易受高頻開關(guān)噪聲干擾的影響，需要在主電路及反饋控制電路上采取措施進行抑制或同相位衰減平滑處理。另一種是采用電壓前饋控制模式。電壓前饋控制模式的原理圖如圖1（b）所示。用輸入電壓對電阻、電容（Rt、Ctt）充電，以產(chǎn)生具有可變化的上斜坡的三角波，并且用它取代傳統(tǒng)電壓反饋控制模式中振蕩器產(chǎn)生的固定三角波。此時輸入電壓變化能立刻在脈沖寬度的變化上反映出來，因此該方法明顯提高了由輸入電壓的變化引起的動態(tài)響應(yīng)速度。在該方法中對輸入電壓的前饋控制是開環(huán)控制，而對輸出電壓的控制是閉環(huán)控制，目的是增加對輸入電壓變化的動態(tài)響應(yīng)速度，故這是一個由開環(huán)和閉環(huán)構(gòu)成的雙環(huán)控制系統(tǒng)。

　　圖1電壓模式控制原理圖
　?。?）峰值電流反饋控制模式
　　 峰值電流反饋控制模式簡稱峰值電流控制模式，它的概念出現(xiàn)在20世紀60年代后期，來源于原邊具有電流保護功能的單端自激式、反激式高頻開關(guān)穩(wěn)壓電源。20世紀70年代后期才開始從學(xué)術(shù)上對其進行深人的建模研究。直至20世紀80年代初期，批峰值電流控制模式集成電路（UC3842、UC3846）的出現(xiàn)，使得峰值電流控制模式迅速得到了推廣應(yīng)用，它主要用在了單端及推挽電路方面。近年來，由于大占空比所必需的同步不失真斜坡補償技術(shù)在實現(xiàn)上的難度及抗噪聲性能差，峰值電流控制模式面臨著改善性能后的電壓控制模式的挑。如圖2所示，將誤差電壓信號UE送至PWM比較器后，并不是像電壓控制模式那樣與由振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波狀電壓斜坡信號進行比較，而是與一個變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號叱比較，然后得到PWM脈沖的關(guān)斷時刻。因此峰值電流控制模式不是用電壓誤差信號直接控制PWM的脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側(cè)的電感電流的大小，然后間接地控制PWM的脈沖寬度。
　　峰值電流控制模式是一種用固定時鐘開啟、關(guān)斷峰值電流的控制方法，這是因為峰值電感電流容易檢測，而且其在邏輯上與平均電感電流大小的變化相一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流的大小一一對應(yīng)，因為在占空比不同的情況下，相同的峰值電感電流的大小可以對應(yīng)不同的平均電感電流大小。而平均電感電流的大小才是決定輸出電壓大小的因素。在數(shù)學(xué)上可以證明，將電感電流下斜坡斜率的至少一半以上的斜率加在實際檢測電流的上斜坡上，可以去除不同占空比對平均電感電流大小的擾動作用，使得所控制的峰值電感電流收斂于平均電感電流。因而合成波形信號UΣ要由斜坡補償信號與實際電感電流信號兩部分合成構(gòu)成。當外加斜坡補償信號的斜率增加到一定程度時，峰值電流控制模式就會轉(zhuǎn)化為電壓控制模式。若將斜坡補償信號完全用振蕩電路的三角波代替，就成為了電壓控制模式，只不過此時的電流信號可以認為是一種電流前饋信號，如圖2所示。當輸出電流減小時，峰值電流控制模式就從原理上趨向變?yōu)殡妷嚎刂颇Ｊ?。當電路處于空載狀態(tài)，輸出電流為零，并且斜坡補償信號幅值比較大時，峰值電流控制模式實際上就變?yōu)榱穗妷嚎刂颇Ｊ健?BR>

　　圖2 峰值電流反饋模式控制原理圖

　　峰值電流控制模式是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，即電壓外環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)控制。電流內(nèi)環(huán)是瞬日巾決速按照逐個脈沖工作的。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負責輸出電感的動態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。基于這些特點，峰值電流控制模式具有比電壓控制模式大得多的帶寬。峰值電流控制模式的優(yōu)點如下。
　?、贂簯B(tài)閉環(huán)響應(yīng)較快，對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的動態(tài)響應(yīng)均很快。
　?、诳刂骗h(huán)易于設(shè)計。
　?、圯斎腚妷旱恼{(diào)整可與電壓控制模式的輸入電壓前饋技術(shù)相媲美。
　?、芫哂泻唵巍⒆詣拥拇磐ㄆ胶夤δ?。
　?、菥哂兴矔r峰值電流限流功能，即內(nèi)在固有的逐個脈沖限流功能。
　?、蘧哂凶詣泳鞑⒙?lián)功能。
  峰值電流控制模式的缺點如下。
　?、僬伎毡却笥?0％時開環(huán)不穩(wěn)定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差。
　?、陂]環(huán)響應(yīng)不如平均電流控制模式理想。
　?、廴菀装l(fā)生次諧波振蕩，即使占空比小于50％，也有發(fā)生高頻次諧波振蕩的可能性，因而需要斜坡補償。

　　④對噪聲敏感，抗噪聲性差。因為電感處于電流連續(xù)工作狀態(tài)，與控制電壓編程決定的電流電平相比較，開關(guān)器件的電流信號的上斜坡通常較小，電流信號上有較小的噪聲就很容易使得開關(guān)器件改變關(guān)斷時刻，從而使系統(tǒng)進入次諧波振蕩狀態(tài)。
　?、蓦娐吠負涫芟拗?。
　　⑥對多路輸出電源的交互調(diào)節(jié)特性不好。

　?。?）平均電流控制模式
　　平均電流控制模式的概念產(chǎn)生于20世紀70年代后期。平均電流控制模式集成電路出現(xiàn)在20世紀70年代初期，并成功應(yīng)用在了20世紀70年代后期的高速CPU專用的具有高di／dt動態(tài)響應(yīng)供電能力的低電壓、大電流高頻開關(guān)穩(wěn)壓電源中。如圖3（a）所示為平均電流控制模式的原理圖。該電路將誤差電壓％接至電流誤差信號放大器（e／a）的同相端，以作為輸出電感電流的控制編程電壓信號Ucp（cp為current-program的縮寫）；將帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號UIN接至電流誤差信號放大器（e／a）的反相端，代表跟蹤電流編程信號Ucp的實際電感平均電流。UIN與UCP的差值經(jīng)過電流放大器（e／a）放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號UCA，再由VCA及三角鋸齒波信號UT或US通過比較器比較后得到PWM關(guān)斷信號。UCA的波形與電流波形UIN反相，所以是由UCA的下斜坡（對應(yīng)于開關(guān)器件的導(dǎo)通時期）與三角波UT或US的上斜坡比較產(chǎn)生關(guān)斷信號的。顯然這無形中增加了一定的斜坡補償。為了避免次諧波振蕩，UCA的上斜坡不能超過三角鋸齒波信號UT或US的上斜坡。平均電流控制模式的優(yōu)點如下。
　?、倨骄姼须娏髂軌蚋叨鹊馗欕娏骶幊绦盘枴?br>　?、诓恍枰逼卵a償。
　?、壅{(diào)試好的電路抗噪聲性能優(yōu)越。
　　④適合在任何電路拓撲中對輸入或輸出電流的控制。
　?、菀子趯崿F(xiàn)均流。
　　平均電流控制模式的缺點如下。
　?、匐娏鞣糯笃髟陂_關(guān)頻率處的增益有限制。
　?、陔p閉環(huán)放大器帶寬、增益等配合參數(shù)的設(shè)計與調(diào)試復(fù)雜。

　　圖3 平均電流控制模式原理圖

　　圖3（b）為增加了輸入電壓前饋功能的平均電流控制模式，非常適合輸入電壓變化幅度大、變化速度快的交流電網(wǎng)情況。澳大利亞R-T公司的48 V／100 A的采用半橋整流電路的通信高頻開關(guān)穩(wěn)壓電源模塊實際上采用的就是如圖3（b）所示的控制方式。

　?。?）滯環(huán)電流控制模式
　　滯環(huán)電流模式控制為變頻調(diào)制，也可以為定頻調(diào)制。如圖4所示為變頻調(diào)制的滯環(huán)電流控制模式。它將電感電流信號與兩個電壓值進行比較，個較高的控制電壓值UC由輸出電壓與基準電壓的差值放大得到，它主要用于控制開關(guān)器件的關(guān)斷時刻；第二個較低電壓值UCH由控制電壓UC減去一個固定電壓值UH得到，UH為滯環(huán)電壓，UCH主要用于控制開關(guān)器件的開啟時刻。滯環(huán)電流控制模式是通過輸出電壓值Uo、控制電壓值UC及UCH三個電壓值來確定一個穩(wěn)定狀態(tài)的，它比電流控制模式多一個控制電壓值UCH，去除了發(fā)生次諧波振蕩的可能性。滯環(huán)電流控制模式的優(yōu)點如下。

　　圖4 變頻調(diào)制的滯環(huán)電流控制模式
　　①不需要斜坡補償。
　　②穩(wěn)定性好，不容易因噪聲發(fā)生不穩(wěn)定振蕩。
　　滯環(huán)電流控制模式的缺點如下。
　　 ①需要對電感電流進行全周期的檢測和控制。
　?、谧冾l控制容易產(chǎn)生變頻噪聲。
　?。?）相加控制模式
　　 如圖5所示為相加控制模式的原理圖。它與如圖1所示的電壓控制模式有些相似，但有兩點不同：一是放大器（e／a）是比例放大器，沒有電抗性補償元件?？刂齐娐分械碾娙軨1較小，起濾除高頻開關(guān)雜波作用。主電路中較小的Lf、Cf濾波電路也起減小輸出高頻雜波的作用。若輸出高頻雜波小，均可以不加。因此電壓誤差放大沒有延時環(huán)節(jié)，電流放大也沒有大延時環(huán)節(jié)；二是經(jīng)過濾波后的電感電流信號UA也與電壓誤差信號UE相加在一起構(gòu)成一個總和信號U∑，它與三角鋸齒波比較，從而得到PWM控制脈沖寬度。相加控制模式是單環(huán)控制，但它有輸出電壓、輸出電流兩個輸入?yún)?shù)。如果輸出電壓或輸出電流變化，那么占空比將按照補償它們變化的方向而變化。

　　圖5 相加控制模式的原理圖

　　相加控制模式的優(yōu)點是：動態(tài)響應(yīng)快（比普通電壓模式控制快3～5倍），動態(tài)過沖電壓小，輸出濾波電容需要較少。相加控制模式中的UA注入信號可以用于電源并聯(lián)時的均流控制。
　　相加控制模式的缺點是：需要采取措施抑制電流、電壓取樣電路的高頻噪聲。
　　不同的PWM反饋控制模式具有各自不同的優(yōu)缺點，在設(shè)計高頻開關(guān)穩(wěn)壓電源時要根據(jù)具體情況選擇合適的PWM反饋控制模式。選擇各種PWM反饋控制模式時一定要結(jié)合考慮具體高頻開關(guān)穩(wěn)壓電源的氪λ、輸出電壓要求，主電路拓撲及器件的選擇，輸出電壓的高頻噪聲大小，占空比變化范圍等。PWM反饋控制模式是發(fā)展變化的，是互相聯(lián)系的，在一定的條件下是可以互湘轉(zhuǎn)化的。