1 引言

　　為了以更低的功耗獲得更高的速度和更佳的性能，要求電源電壓越來(lái)越低，瞬態(tài)性能指標(biāo)越來(lái)越高，因此對(duì)開(kāi)關(guān)電源提出了越來(lái)越高的要求。用原有的電路拓?fù)浼罢鞣绞揭巡荒軡M(mǎn)足現(xiàn)在的要求，為了適應(yīng)IC芯片發(fā)展的需要，人們開(kāi)始研究新的電路拓?fù)洹Ｒ驗(yàn)檩敵鲭妷汉艿?，所以，同步整流自然成為這種低壓大電流電源的必然選擇，考濾到產(chǎn)品的復(fù)雜程度及產(chǎn)品可靠性，同步整流一般選擇自驅(qū)動(dòng)同步整流，能與自驅(qū)動(dòng)同步整流電路較好結(jié)合的拓?fù)浯笾掠腥N：有源箝位正激變換器；互補(bǔ)控制半橋變換器；兩級(jí)結(jié)構(gòu)變換器。與兩級(jí)結(jié)構(gòu)變換器相比，有源箝位變換器和互補(bǔ)控制半橋變換器所用器件少，更具有吸引力。這兩種變換器拓?fù)淙菀讓?shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，工作頻率可以更高；變壓器的磁芯可以雙向磁化，磁芯的利用率高。針對(duì)整流電源輸出的-48V（36～72V）電壓，輸入電壓在較大（36～72V）的范圍內(nèi)變化時(shí)，互補(bǔ)控制的半橋電路副邊所得到的驅(qū)動(dòng)電壓變化范圍太大，已不能適用來(lái)驅(qū)動(dòng)MOSFET管。因此，有源箝位自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器是低壓大電流開(kāi)關(guān)電源必然選擇的電路拓?fù)洹?/P>

　　2　有源箝位同步整流正激變換器的拓?fù)浞治?/P>

　　有源箝位同步整流正激變換器的電路拓?fù)淙鐖D1所示，DC-DC有源箝位ZVS-PWM正激變換器在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的主要參量波形如圖2。一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)大致可分為四個(gè)運(yùn)行模式，即：1）to<t<t1,主開(kāi)關(guān)ZVS開(kāi)通，能量傳送到負(fù)載2）t1<t<t2,箝位開(kāi)關(guān)電壓諧振到零；3）t2<t<t3，箝位開(kāi)關(guān)ZVS開(kāi)通，箝位電路運(yùn)行，4）t3<t<t4,主開(kāi)關(guān)電壓諧振過(guò)渡到零。以下分析這四種運(yùn)行模式，其中iL1為變壓器輸入電流，它流經(jīng)漏電感Ll;ip為流入變壓器原邊繞組的電流。

　　圖1　有源箝位同步整流正激式電路圖

　　1 模式1 （t0<t<t1） 主開(kāi)關(guān)管ZVS開(kāi)通，能量傳送到負(fù)載

　　在主開(kāi)關(guān)S1開(kāi)通前，箝位電容上的電壓為Vc1=DVin/（1-D）（極性為下正上負(fù)）。這一階段，箝位開(kāi)關(guān)S2關(guān)斷，箝位電容電流ic1=0。 S1導(dǎo)通后，S1開(kāi)關(guān)管的漏極電位VD=0，變壓器磁芯正向激磁，激磁電流im由第三象限的-Im向象限+Im過(guò)渡，iL1=im+Io/N,N為變壓器原副邊繞組匝數(shù)比N1/N2。變壓器原邊繞組電壓VP=VS，能量由輸入電源Vin經(jīng)過(guò)變壓器傳送到負(fù)載。

　　2 模式2?。╰1<t<t2）箝位開(kāi)關(guān)電壓揩振到零

　　S1斷開(kāi)，S2仍關(guān)斷。磁場(chǎng)能量對(duì)S1輸出電容Cs充電。ip由Io/N降到零，iL1=im+ip,im≈Im；ic1<0。VD由0上升到Vin+Vc1， Cs電壓達(dá)到Vin+Vc1，S1上的電壓被箝位在這一水平；變壓器原邊繞組電壓VP從Vin變化到Vin–VD=-Vc1。Vc1=DVin/（1-D）保持不變。

　　3 模式3　 （t2<t<t3）箝位開(kāi)關(guān)ZVS開(kāi)通，箝位電路運(yùn)行

　　主開(kāi)關(guān)S1關(guān)斷，S2開(kāi)通前，由于VD為正，箝位開(kāi)關(guān)S2隨之可以ZVS開(kāi)通，箝位電路運(yùn)行。箝位電容電壓Vc1=DVin/（1-D），由于變壓器磁場(chǎng)能量對(duì)箝位電容儲(chǔ)能的交換過(guò)程，使該電壓有變化，Vc1=Vc1+ΔV，ΔV表示充放電過(guò)程中箝位電容電壓紋波，主開(kāi)關(guān)電壓箝定在Vc1+Vin水平。箝位電容電流-ic1=im=iL1;ip=0,im由象限的+Im向第三象限-Im過(guò)渡，也即磁通復(fù)位過(guò)程。

　　4 模式4?。?t3<t<t4）主開(kāi)關(guān)電壓揩振過(guò)渡到零。

　　S1，S2關(guān)斷，磁場(chǎng)能量使S1結(jié)電容放電， VD由Vin+Vc1下降到零，創(chuàng)造了S1的ZVS條件。箝位電路斷開(kāi)，ic1→0。iL1=im=-Im，ip=0。變壓器原邊繞組電壓Vp則從-Vc1變化到Vin。Vc1=DVin/（1-D）保持不變。

　　S1導(dǎo)通時(shí)間為DTs，變壓器原邊繞組承受電壓為Vin；S1關(guān)斷時(shí)間為（1-D）Ts，變壓器原邊繞組承受電壓為-Vc1。由伏秒平衡關(guān)系可得：DTsVin=（1-D）Vc1，即Vc1=DVin/（1-D）。

　　圖2　有源箝位同步整流正激變換器的主要參量波形

　　有源箝位正激變換器變壓器磁芯工作在雙向?qū)ΨQ(chēng)磁化狀態(tài)，提高了磁芯的利用率，箝位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開(kāi)關(guān)占空比而自動(dòng)調(diào)節(jié)，因而占空比可大于0.5；Vo一定時(shí)，主開(kāi)關(guān)管?輔助開(kāi)關(guān)應(yīng)力隨Vin的變化不大；所以，在占空比和開(kāi)關(guān)應(yīng)力允許的范圍內(nèi)，能夠適應(yīng)輸入電壓較大變化范圍的情況。不足之處是增加了一個(gè)管子，使得電路變得復(fù)雜。

　　3 電路參數(shù)的設(shè)計(jì)與計(jì)算公式

　　主電路拓?fù)淙鐖D1 所示，它的箝位電容電壓為：Vc1=DVin/（1-D），箝位電容的耐壓要大于此值，容量只要足夠大即可保證電路的正常工作，在制作中，選用的箝位電容容量為47μF?？刂菩酒x用UC3823N實(shí)現(xiàn)PWM控制，控制芯片檢測(cè)開(kāi)關(guān)電流加上斜波信號(hào)（由PWM輸出信號(hào)14腳生產(chǎn)）送至芯片的電流端（7腳）；電壓信號(hào)經(jīng)取樣電阻分壓和誤差放大器補(bǔ)償產(chǎn)生一輸出信號(hào)（3腳），此信號(hào)與7腳信號(hào)比較后產(chǎn)生輸出占空比信號(hào)PWM,再由脈沖變壓器隔離和原邊驅(qū)動(dòng)器UC1707產(chǎn)生兩列互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)且死區(qū)可調(diào)的脈沖驅(qū)動(dòng)變換器的主管S1和箝位管S2。合適的參數(shù)設(shè)計(jì)，尤其是電壓補(bǔ)償器及斜波補(bǔ)償?shù)倪x擇將使系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地工作。

　　經(jīng)理論分析及實(shí)踐，在設(shè)計(jì)有源箝位同步整流正激變換器時(shí)，需要計(jì)算各種參數(shù)，在實(shí)踐過(guò)程中，總結(jié)了一套如何設(shè)計(jì)變換器的公式，以下給出這些公式，以便于參考。另外還要注意，用公式計(jì)算出來(lái)的值還要留出適當(dāng)?shù)脑６?，以保證電源的可靠性。

　?。?）變壓器的初級(jí)匝數(shù)N1

　　N1=U·D·104/f·△Bm·Ac

　　其中　U為輸入電壓；D為占空比； f為開(kāi)關(guān)頻率；△Bm為磁感應(yīng)增量；Ac為磁芯的有效面積。

　?。?）變壓器的次級(jí)匝數(shù)N2

　　N2=N1·Vo/D

　　其中　Vo為輸出電壓。

　　（3） 初級(jí)電感量Lprim的確定

　　初級(jí)電感量Lprim由下式?jīng)Q定

　　Lprim=uo·ua·N12·Ae/le

　　式中，uo為真空磁導(dǎo)率；ua是振幅磁導(dǎo)率；N1是初級(jí)繞組匝數(shù)；Ae是磁芯的有效截面積；le是有效磁路長(zhǎng)度。

　?。?）　輸出電壓

　　Vo=D·Vin·N1/N2

　?。?） 輸出電感L和電容C的計(jì)算

　　L=2.5R/f

　　取IL（peak）=1.1Io

　　C=△IL/8f△Vo

　　ESR（max）=△Vo/△IL

　　其中 △IL=0.2Io

　　（6） 導(dǎo)線(xiàn)的參數(shù)

　　導(dǎo)線(xiàn)的截面積與線(xiàn)徑d

　　Sm=Ii/J

　　di=1.13Sm1/2

　　其中　Ii為各繞組電流有效值（A）；J為電流密度，它是根據(jù)銅損計(jì)算出來(lái)的，根據(jù)工程實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)，導(dǎo)線(xiàn)的電流密度在自然風(fēng)冷時(shí)選擇2-4（A/mm2）,而在強(qiáng)制風(fēng)冷時(shí)選擇3-5（A/mm2）,其值是適宜的。

　　計(jì)算所需導(dǎo)線(xiàn)直徑時(shí)，應(yīng)考慮趨膚效應(yīng)的影響。當(dāng)導(dǎo)線(xiàn)直徑大于2倍趨膚深度時(shí)，應(yīng)盡可能采用多股導(dǎo)線(xiàn)并繞。當(dāng)用n股導(dǎo)線(xiàn)并繞時(shí)，每股導(dǎo)線(xiàn)的直經(jīng)din按下列公式計(jì)算：

　　din=di/n1/2

　　銅線(xiàn)的趨膚深度△有以下經(jīng)驗(yàn)公式：

　　△=66.1/f1/2

　　用上述公式計(jì)算△后，與di相比較，在di大于2△時(shí)，應(yīng)采用多股導(dǎo)線(xiàn)并繞，n的大小以din不大于2△為好。

　　4 同步整流技術(shù)存在的問(wèn)題及解決方案

　　同步整流技術(shù)的基礎(chǔ)是應(yīng)用MOSFET替代二極管整流器，但MOSFET如用為開(kāi)關(guān)具用雙向?qū)ǖ奶匦浴＿@一特性使得含有同步整流技術(shù)的變換器，在使用中產(chǎn)生了下述問(wèn)題。

　　4.1 應(yīng)用同步整流的變換器并聯(lián)運(yùn)行的問(wèn)題

　　同步整流技術(shù)一般應(yīng)用在低壓大電流情況下，因而往往將多個(gè)具有同步整流技術(shù)的變換器并聯(lián)使用，當(dāng)并聯(lián)的兩個(gè)變換器輸出電壓不同，且差值達(dá)到一定值時(shí)，輸出電壓低的變換器的輸出電流將反向，輸出電壓高的變換器就既給負(fù)載提供電流又為輸出電壓低的變換器提供電流，從而加大輸出電壓高的變換器負(fù)荷，結(jié)果沒(méi)有達(dá)到并聯(lián)增大負(fù)載電流的目的。另外還有自振蕩問(wèn)題，這將導(dǎo)致MOSFET的電壓應(yīng)力增加，給變換器輸出帶來(lái)諧波干擾。對(duì)這個(gè)問(wèn)題，我們給電源設(shè)計(jì)了電壓調(diào)整端，輸出電壓在一定范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，如用戶(hù)需要并聯(lián)運(yùn)行，只需將電壓精準(zhǔn)地調(diào)整一致即可。

　　4.2 效率問(wèn)題

　　在輕載條件下，使用二極管整流器的變換器會(huì)進(jìn)入電流不連續(xù)工件模式（DCM），但對(duì)于使用了同步整流技術(shù)的變換器，由于MOSFET的雙向?qū)ㄐ?，使得?fù)載電流繼續(xù)反向流過(guò)輸出電感，并形成環(huán)路電流，造成了多余的損耗，限制了變換器在輕載條件下實(shí)現(xiàn)高效率。另外，當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，效率也會(huì)發(fā)生較大的變化。這些都是變換器工作在不同的模式，造成了能流回饋。這些問(wèn)題在文獻(xiàn) 7中有詳細(xì)的論述及解決方案。

　　5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　應(yīng)用以上分析的電路拓?fù)浼半娐穮?shù)設(shè)計(jì)了一臺(tái)二次電源模塊，樣機(jī)的參數(shù)如下：輸入電壓48V（36-72V），輸出電壓/電流為2.1/40A，開(kāi)關(guān)頻率為250KHz，變壓器磁芯選用EC28鐵氧體，主開(kāi)關(guān)管S1及箝位管S2選用IRF640，同步整流管選用IRL3803S，其通態(tài)電阻Rds僅為6mΩ。在輸入電壓為48V時(shí)，滿(mǎn)載效率為85％。經(jīng)小批量生產(chǎn)及電路參數(shù)的微調(diào)，產(chǎn)品的各方面性能均達(dá)到要求，現(xiàn)已開(kāi)始批量生產(chǎn)。

　　6 結(jié)論

　　本文介紹了有源箝位自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器的工作原理，各電路參數(shù)及計(jì)算公式，采用這種電路拓?fù)?，能很好的?shí)現(xiàn)低壓大電流開(kāi)關(guān)變換器。這種方案實(shí)現(xiàn)了高效率?高可靠性，又實(shí)現(xiàn)了低壓大電流的輸出，滿(mǎn)足了IT行業(yè)發(fā)展的需要，所以這種方案具有極大的市場(chǎng)應(yīng)用價(jià)值。