概述
在很多發(fā)射應(yīng)用中必須產(chǎn)生多路相對相位準確已知的模擬輸出。在正交調(diào)制器中(圖1)，I和Q通道必須具有明確的相位關(guān)系來實現(xiàn)鏡頻抑制。圖1中，DAC1和DAC2的延遲必須匹配。使用數(shù)字波束成形技術(shù)的發(fā)射器需要準確地控制大量DAC之間的相對相位。

圖1. 使用多路復(fù)用DAC的I/Q發(fā)射器中的DAC和上變頻級

使用具有多路輸入的DAC (MUX-DAC)如MAX19692，或具有數(shù)據(jù)時鐘輸出的內(nèi)插DAC時，輸入數(shù)據(jù)速率為DAC刷新速率的1/N，DAC在一個或兩個數(shù)據(jù)時鐘跳變沿鎖存數(shù)據(jù)。MAX19692中N = 4，輸入數(shù)據(jù)速率為DAC刷新速率的1/4。DAC輸出一個由輸入時鐘經(jīng)數(shù)字分頻得到的數(shù)據(jù)時鐘(DATACLK)。DAC上電時，數(shù)字時鐘分頻器可在N個狀態(tài)的任意一個啟動。如果使用多個DAC，不同DAC的時鐘分頻器會在不同的狀態(tài)啟動，所以DAC會在不同的時間鎖存數(shù)據(jù)。除非這種情況被發(fā)現(xiàn)并校正，否則不同的DAC輸出數(shù)據(jù)時相互之間可能會有一個或更多個時鐘周期的延遲。如果每個DAC的時鐘分頻器可以復(fù)位，那么這種情況可以避免，但是仍然會存在一些問題。如果其中一個時鐘分頻器發(fā)生錯誤，DAC會變得異相，除非執(zhí)行一些錯誤狀態(tài)檢測方法。為了保證系統(tǒng)的可靠性，必須檢測相位錯誤狀態(tài)并改正。如果DAC工作于非常高速的狀態(tài)下，那么復(fù)位信號與輸入時鐘的同步也可能是個難題。

圖2所示是MAX19692的時鐘(CLKP，CLKN)和數(shù)據(jù)時鐘(DATACLKP，DATACLKN)接口的簡化框圖。初始時鐘由一個兩位計數(shù)器四分頻后用于鎖存數(shù)字DAC輸入。該計數(shù)器可能在四個狀態(tài)中的任意一個啟動(圖3)。如果使用兩個多路復(fù)用DAC，這兩個DAC可能會在不同的狀態(tài)啟動。這可能導(dǎo)致DAC1的鎖存與DAC2的鎖存之間存在-1、0、1或2個時鐘周期的延遲。

MAX19692的數(shù)據(jù)時鐘輸出再由數(shù)據(jù)輸入鎖存時鐘進行2分頻或4分頻。然后數(shù)據(jù)在雙倍數(shù)據(jù)率(DDR)模式下在時鐘的兩個跳變沿進行鎖存，或者在四倍數(shù)據(jù)率(QDR)模式下在時鐘的每90°相位處進行鎖存。如果多個DAC的數(shù)據(jù)時鐘延遲相匹配，或數(shù)據(jù)時鐘相互之間反相，那么鎖存時鐘相匹配。

圖2. MAX19692內(nèi)部時鐘接口框圖

圖3. MAX19692鎖存時鐘(四種可能的狀態(tài))

DAC的同步問題有兩個方面：

DAC的鎖存時鐘之間的相對相位必須被檢測。
DAC之間的相對相位必須被調(diào)整直到DAC被合適地定相。
檢測DAC之間的相位誤差可以通過檢測兩個DAC之間的數(shù)據(jù)時鐘輸出的相位誤差來實現(xiàn)。相位檢測器可以像一個異或門一樣簡單，也可以像相頻檢測器一樣復(fù)雜。

可以通過操作一個或更多個DAC的時鐘來實現(xiàn)兩個DAC之間的相位調(diào)整，直到DAC數(shù)據(jù)時鐘輸出的相對相位為零。另外一種方法可以測量數(shù)據(jù)時鐘之間的DAC延遲周期數(shù)和相應(yīng)的延遲數(shù)據(jù)。下面的段落講述了I/Q配置中的這兩種方法。

通過“吞”脈沖實現(xiàn)DAC相位調(diào)整
如果DAC使用方波(比如ECL)時鐘，兩個DAC之間的同步可以用圖4所示的簡單的高速邏輯電路來實現(xiàn)。為了簡單明了，該原理圖中的邏輯配置只能實現(xiàn)單端功能。但是實際應(yīng)用中會使用差分邏輯如ECL來實現(xiàn)高速和低噪聲性能。

圖4. 實現(xiàn)DAC同步的簡單的高速邏輯電路

MUX-DAC1時鐘路徑上與門(G1)的插入允許對MUX-DAC1的時鐘進行操作。MUX-DAC2的時鐘路徑上插入與門(G2)用于延遲匹配。異或門(G3)起相位檢測的作用。當DATACLK1和DATACLK2的輸出不同時G3輸出“1”。如果G3out = “1”，應(yīng)該 “吞掉”MUX-DAC1的時鐘脈沖，將DATACLK1的邊沿移位一個CLK時鐘周期。G3輸出的上升沿(G3out)由FF1和G4組成的上升沿檢測器(PED)來檢測。如果檢測到上升沿，PED輸出“0”，持續(xù)一個時鐘周期。在SPB應(yīng)用于G1之前，F(xiàn)F2將這個信號重新定時，從而使MUX-DAC1的一個時鐘脈沖被抑制。這就使DATACLK1延遲一個CLK時鐘周期。經(jīng)過若干個時鐘周期后，DATACLK1的延遲與DATACLK2一致，如圖5所示。使用這種方法時，觸發(fā)器要在時鐘的下降沿進行狀態(tài)更新，以消除DAC時鐘信號的毛刺，兩個MUX-DAC的輸入時序要相同。布線時要考慮延遲以確保滿足兩個觸發(fā)器的建立和保持時間的要求，且在時鐘為低時將SPB信號的脈沖應(yīng)用于G1。否則，時鐘信號可能會產(chǎn)生毛刺。同時建議使用無噪聲電源為時鐘同步電路供電，將抖動的引入減到。

圖5. 所示邏輯電路操作的時序圖

通過輸入數(shù)據(jù)移位實現(xiàn)DAC相位調(diào)整
可以利用Xilinx? FPGA中先進的數(shù)字時鐘管理程序(DCM)來檢測兩個MUX-DAC的數(shù)據(jù)時鐘之間的相位差異(圖6)。DCM1生成一個與DATACLK1和DATACLK2相同頻率的時鐘。以時鐘周期的1/256為間距對DCLK1的延遲進行動態(tài)調(diào)整。觸發(fā)器DFF1和DFF2在每個時鐘周期對DATACLK1和DATACLK2進行采樣。如果DFF1在DATACLK1為低時采樣DATACLK1，DFF1會輸出固定的“0”。如果DFF1在DATACLK1為高時采樣DATACLK1，DFF1會輸出固定的“1”。所以DFF3和DFF4可在任意時鐘相位定時，與DCLK1的延遲設(shè)置無關(guān)。通過將DCLK1的延遲進行分級，使用DCM1的動態(tài)延遲調(diào)整功能以及讀取DFF3和DFF4的輸出，我們可以得到基于DATACLK1和DATACLK2上升沿的延遲設(shè)置。根據(jù)延遲設(shè)置，我們可以計算出為了保持MUX-DAC1和MUX-DAC2輸入數(shù)據(jù)的同相，MUX-DAC1的輸入數(shù)據(jù)需要延遲的DAC時鐘周期數(shù)。FPGA中4 x 4桶形移位器的實現(xiàn)可使數(shù)據(jù)等待時間以一個DAC時鐘周期為增量進行改變(參見圖6)。
MAX19692有四個并行數(shù)據(jù)端口A、B、C和D。輸入DAC的數(shù)據(jù)序列是An、Bn、 Cn、Dn、An+1、Bn+1、Cn+1、Dn+1、An+2等。12位4 x 4柱形移位器(圖6)允許輸入MUX-DAC1的數(shù)據(jù)延遲-1、0、1或2個CLK周期。因此可以進行數(shù)據(jù)等待時間的調(diào)整直到兩個DAC的輸出數(shù)據(jù)同相。這樣的話，兩個DAC的數(shù)據(jù)時鐘可能相距幾個整數(shù)時鐘(CLK)周期且不再改變。由于DAC的建立和保持時間以數(shù)據(jù)時鐘為基準，所以兩個DAC的數(shù)據(jù)時序必須不同。可以通過驅(qū)動DAC的FPGA中的多個DCM來實現(xiàn)。

圖6. 利用FPGA中桶形移位器的實現(xiàn)完成MUX-DAC的同步

每個DAC使用一個PLL實現(xiàn)DAC同步
如果DAC使用鎖相環(huán)(PLL)合成器來定時，那么同步兩個DAC的方法就是每個DAC使用單獨的PLL (圖7)。DAC1和DAC2的LVDS數(shù)據(jù)時鐘輸出相位與參考時鐘相比較。這樣的話，DAC的內(nèi)部時鐘分頻器在時鐘生成PLL中作為反饋分頻器使用。

圖7. 每個DAC使用一個PLL實現(xiàn)MUX-DAC同步

這種方法中，兩個DAC的建立和保持時間相匹配。但是這種方法有兩個缺點，兩個PLL會帶來額外的成本且PLL的相位噪聲極限可能會造成性能極限。

結(jié)論
MAX19692為2.3Gsps、12位、可工作于多個奈奎斯特頻帶內(nèi)的DAC，具有集成的4:1輸入數(shù)據(jù)多路復(fù)用器，是I/Q應(yīng)用中的理想器件。當I/Q應(yīng)用中MAX19692的使用被強調(diào)時，所討論的方案同樣適用于其它DAC和應(yīng)用，比如在多于兩個通道應(yīng)用中使用的MAX5858A。本文所推薦的方案適用于任意數(shù)量的DAC。為了對高速器件進行正確的同步，還必須考慮與電路板引線相關(guān)的延遲。