對(duì)于大多數(shù)采用電感的非同步整流升壓型開(kāi)關(guān)變換器，其輸入和輸出之間都存在一條直流通路，如圖1所示。該通路的存在會(huì)造成兩種不良后果：其一，一旦輸出短路或嚴(yán)重過(guò)載時(shí)間超出幾百毫秒將導(dǎo)致二極管（通常為肖特基二極管）過(guò)熱損壞；其二，當(dāng)由于某種原因，比如人為關(guān)閉，使開(kāi)關(guān)振蕩電路停止工作，負(fù)載端仍然有電壓存在，只是比輸入端低一個(gè)二極管的管壓降而已，這時(shí)輸出仍會(huì)消耗能量。除此之外，如果該殘存電壓低于負(fù)載穩(wěn)態(tài)工作電壓范圍，將使電路處于不確定狀態(tài)。

----對(duì)于輸出電流相對(duì)較小的應(yīng)用場(chǎng)合（小于5A），利用單片電流模式控制器和高端電流取樣技術(shù)，上述兩個(gè)問(wèn)題都可以很好地解決。在這些電路中，二極管被一同步整流開(kāi)關(guān)三極管取代，因此通過(guò)關(guān)閉內(nèi)部開(kāi)關(guān)三極管就可把輸入輸出通路截?cái)?，這樣一來(lái)，負(fù)載端對(duì)輸入端來(lái)說(shuō)就呈高阻狀態(tài)，而這正是所希望的結(jié)果。在正常工作狀態(tài)，電路內(nèi)部的高端取樣電阻對(duì)負(fù)載電流周期性地進(jìn)行采樣，因此避免了因過(guò)流導(dǎo)致災(zāi)難性后果出現(xiàn)。因此，內(nèi)部過(guò)熱保護(hù)電路為變換器提供了安全工作區(qū)（SAO）。

----圖2介紹了一種簡(jiǎn)單的方案，其中MAX668是一個(gè)開(kāi)關(guān)控制器，由它完成升壓功能。電流反饋型升壓控制器（MAX668）驅(qū)動(dòng)低端邏輯電平N溝道增強(qiáng)型MOSFET，該開(kāi)關(guān)管通過(guò)低端電流取樣電阻到地。高端開(kāi)關(guān)是一肖特基二極管，選擇它主要是它具有低的正向?qū)▔航?。由圖可見(jiàn)，升壓變換器的拓?fù)浠窘Y(jié)構(gòu)未被破壞。本應(yīng)用中，MAX668把3.3V電壓變?yōu)?V，負(fù)載電流可達(dá)3A。

----其中P溝道增強(qiáng)型MOSFET——Q1是實(shí)現(xiàn)負(fù)載斷路的關(guān)鍵元件。當(dāng)MAX668在關(guān)閉模式時(shí)，二極管D1仍然導(dǎo)通，使得MAX810L的電源端的電壓為3.3V減去二極管D1的管壓降。由于MAX810L的復(fù)位門檻電平為4.65V，因此其RESET端輸出為高電平，迫使Q1關(guān)斷，從而使負(fù)載與輸入電源斷開(kāi)。MAX668通過(guò)外部反饋電阻網(wǎng)絡(luò)設(shè)定5V輸出電壓。當(dāng)輸出電壓超過(guò)MAX810L的復(fù)位門檻電平時(shí)，其內(nèi)部單穩(wěn)電路開(kāi)始工作并延時(shí)約240ms。之后，MAX810L的輸出變低，使Q1導(dǎo)通。

----Q1導(dǎo)通之后，MAX810L一直監(jiān)測(cè)輸出電壓以確定輸出是否過(guò)流。過(guò)載將會(huì)導(dǎo)致輸出電壓下降，當(dāng)它低于MAX810L門檻電平時(shí)，MAX810L的輸出經(jīng)過(guò)20μs的延遲后由高變低，從而關(guān)斷Q1并使負(fù)載斷開(kāi)。由于MAX668的升壓作用，MAX810電源端電壓又會(huì)高于其門檻電平，240ms的復(fù)位延遲時(shí)間后，MAX810L輸出再次由高變低，開(kāi)通Q1并自動(dòng)再次連通負(fù)載。上述過(guò)程會(huì)一直周期性重復(fù)下去，除非移去多余負(fù)載或?qū)AX668關(guān)閉使其停止工作。因此MAX810L和開(kāi)關(guān)Q1一起構(gòu)成了一個(gè)固態(tài)開(kāi)關(guān)（電子保險(xiǎn)絲）。

----MAX810L（微功耗器件）具有非平衡推挽輸出級(jí)。當(dāng)對(duì)外輸出電流時(shí)，它等效于一個(gè)6kΩ電阻；當(dāng)從外汲取電流時(shí)，它等效于一個(gè)125Ω的電阻。當(dāng)導(dǎo)通或關(guān)斷Q1時(shí)，由于MAX810L的電阻阻止了Q1的密勒電容和柵源電容快速充放電，因此使開(kāi)關(guān)瞬態(tài)過(guò)程得以減慢。假定Q1總的等效電容為5000pF時(shí)，則MAX810汲取電流時(shí)（等效于125Ω電阻）大電流三極管的RC電路的時(shí)間常數(shù)約為0.6μs。整個(gè)導(dǎo)通過(guò)程電壓瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)間大約為10RC=6μs。完全關(guān)斷同樣開(kāi)關(guān)Q1的時(shí)間大約是完全導(dǎo)通時(shí)間的48倍。

----當(dāng)外部負(fù)載或C2在啟動(dòng)瞬間要汲取較大電流時(shí)，快速導(dǎo)通Q1可能使MAX810輸入電壓低于其復(fù)位門檻電壓從而導(dǎo)致復(fù)位出現(xiàn)，因此在圖2基礎(chǔ)上再增加一RC網(wǎng)絡(luò)以減緩其開(kāi)通過(guò)程（如圖3所示）。合適地選擇R、C可使負(fù)載連接過(guò)程延續(xù)到幾個(gè)MAX668開(kāi)關(guān)工作周期，使MAX668的輸出電壓一直高于MAX810的復(fù)位門檻電壓。假如R、C使Q1的導(dǎo)通時(shí)間延長(zhǎng)，同時(shí)也延長(zhǎng)了關(guān)斷時(shí)間，這是不希望出現(xiàn)的結(jié)果。因此需要在電阻上并聯(lián)一肖特基二極管，以加速當(dāng)負(fù)載過(guò)載時(shí)關(guān)閉Q1的進(jìn)程。

----為了獲得增強(qiáng)型通道及較低的導(dǎo)通電阻，上述電路均需要采用邏輯電平控制的P溝道MOSFET，如果Q1的導(dǎo)通電阻值較大且在其兩端產(chǎn)生較大的壓降（特別是低輸出電壓應(yīng)用場(chǎng)合或負(fù)載離電源的距離較遠(yuǎn)時(shí)），則應(yīng)該從Q1漏極端反饋電壓調(diào)節(jié)輸出。設(shè)計(jì)電路時(shí)，必須化寄生參數(shù)同時(shí)仔細(xì)考慮電路布局。利用一個(gè)SOT23封裝的低電壓模擬開(kāi)關(guān)（MAX4544）可實(shí)現(xiàn)上述遠(yuǎn)端調(diào)節(jié)，該開(kāi)關(guān)受控于MAX810L的輸出，如圖4所示。

----根據(jù)MAX4544產(chǎn)品參數(shù)，其工作電壓為2.7V。由于輸入電壓為3.3V，而肖特基的正向管壓降為0.3V，因此即使該升壓變換處于關(guān)閉模式，MAX4544（及MAX810）也處于工作狀態(tài)。此時(shí)，MAX810輸出高電平，MAX4544的公共端COM與其常開(kāi)端NO（Q1的源極）相連。當(dāng)MAX668使能時(shí)，與MAX4544公共端相連的電阻網(wǎng)絡(luò)為MAX668提供反饋電壓。由于5V電壓時(shí)MAX4544的導(dǎo)通電阻可達(dá)60Ω，因此為了得到輸出電壓誤差，反饋電阻的取值應(yīng)該很大。由于3V工作電壓時(shí)，MAX4544的導(dǎo)通電阻僅為120Ω，因此開(kāi)關(guān)MAX4544引入的誤差電壓很小，即使低輸出電壓也是如此。

----當(dāng)使能升壓變換器，且其輸出電壓超過(guò)MAX810的復(fù)位門檻電平并經(jīng)過(guò)復(fù)位延遲后，MAX810的輸出將由高變低，使Q1導(dǎo)通，連通負(fù)載。同時(shí)，MAX810輸出的低電平使MAX4544的COM端與NC端（常閉端）接通，使得反饋電阻由Q1的源極切換至Q1的漏極，從而允許從遠(yuǎn)離變換器的負(fù)載端對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。

----上述MAX4544的開(kāi)關(guān)過(guò)程也把MAX810的輸入端從Q1的源極切換到Q1的漏極，這樣一來(lái)，MAX810可以用來(lái)監(jiān)測(cè)負(fù)載是否過(guò)載。