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POWER OPERATIONAL AMPLIFIER
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MP111
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MP111FD
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MP111-195E/LB
Micropower Voltage Detector
MICROCHIP [Microchip Technology]
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Micropower Voltage Detector
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功耗。有信號輸入時， ctrl為低電平， vh=3vdd/4， vl=vdd/4。由于比較器工作的高頻狀態(tài)下， 如果b點和c點直接與比較器輸入端相連， 則可能會通過mos管的寄生電容對閾值電壓產(chǎn)生電磁干擾。故本電路將b點和c點與緩沖器相連。電路仿真表明， 使用緩沖器可以有效隔離電磁干擾， 穩(wěn)定閾值電壓。 2.2 充放電電流的產(chǎn)生 與電源電壓成正比的電流可由opa、mn2和r5產(chǎn)生。由于opa的增益很高， 因此， vref與v5之間的電壓差可以忽略不計。 由于存在溝道調(diào)制效應(yīng)， mp11和mn10的電流會受到源漏電壓的影響， 因此， 對電容的充放電電流不再與電源電壓呈線性關(guān)系。本設(shè)計中，電流鏡采用cascode結(jié)構(gòu)可以穩(wěn)定mp11和mn10的源漏電壓， 降低對電源電壓的敏感程度。從交流角度看， cascode結(jié)構(gòu)提高了電流源(層) 的輸出電阻， 減小了輸出( 入) 電流的誤差。mn3、mn4、mp5 用于為mp12 提供偏置電壓。mp8、mp10、mn6則可為mn9提供偏置電壓。 2.3 邏輯控制部分 觸發(fā)器的輸出clk和clk為相位相反的方波信號， 可用來控制mp
s端電壓增加了vcs后，r4上的電壓也增加vcs,r5上的電壓也應(yīng)該增加vcs.這就要求r5上的電流增加vcs/r5,由于i6保持不變，則應(yīng)該使i3增加vcs/r5.vcs為電感電流作用于一個小的采樣電阻上產(chǎn)生的壓降，vcs的變化情況反映了電感電流的變化情況，且vcs變化大小完全正比于電感電流的變化大小。假設(shè)采樣電阻為rs,電感電流的斜率為k,則i3的斜率為krs/r5.設(shè)電感電流的上升斜率和下降斜率分別為k1與k2,對應(yīng)的i3的斜率分別為k1rs/r5和k2rs/r5.電流疊加模塊由mp10、mp11、r3和q3組成。從圖2可以看出，vslope比電容c1上的電壓高一個vbe,而在圖3中又下降了一個vbe后作用于r2上，相當于電容c1上的電壓直接作用于電阻r2上。結(jié)合（2）式，電流i2的斜率m1為： 電流通過鏡像又作用于電阻r3之上，即可得到補償?shù)男甭蕀: mp11上的電流為采樣電路的采樣放大電流，此電流作用于電阻r3上，可得到此電壓的斜率m′： 電感電流的下降斜率經(jīng)過采樣電路后轉(zhuǎn)換為： 由文獻[3]~[4]可知，為保證電路不發(fā)生次諧波振蕩，應(yīng)使m &
發(fā)器，mp3、mp2為電流源。該振蕩器電路需要一個基準電壓信號vref來設(shè)定施密特觸發(fā)器的上、下閾值電壓，電流源iref用來產(chǎn)生對電容c進行充放電的恒定電流。vref和iref均可由升壓變換器系統(tǒng)內(nèi)部的基準電壓源和基準電流源提供。 斜坡補償信號的產(chǎn)生 振蕩器中電容c上的電壓雖然是斜坡信號，但是電壓求和不如電流求和簡單，所以采用一個v-i電路把斜坡電壓轉(zhuǎn)換成斜坡電流，這樣更容易實現(xiàn)斜坡補償。具體實現(xiàn)電路如圖3所示。 vl為施密特觸發(fā)器的下閾值電壓；vc為定時電容c兩端的電壓，vc≥vl。mp11、mp12、mp15是一組電流大小相等的鏡像電流源。當vc=vl時，mn19、mn20、mn21的電流相等，即等于電流源的電流值。當vc增大，mp14上的電流減小， mp12上的一部分電流經(jīng)過r4流向mp13。mn21與mn20是電流鏡結(jié)構(gòu)，所以，mn21的電流減小。這時，i_slope就等于流過r4的電流。 假設(shè)mp11、mp12、mp15完全匹配，mp13、mp14完全匹配，mp19、mp20、mp21完全匹配，ro為mp14的小信號輸出電阻： 在i1和c固定的情況下，改變r4的阻值
振蕩頻率受電源電壓變化的影響較大， 文獻[ 1] 中所提出的方案雖然有較大改善， 但它采用了大的集成電阻， 這不僅增大了芯片面積， 而且集成電阻阻值隨工藝偏差很大， 還會進一步增大環(huán)振輸出頻率的不穩(wěn)定性。文獻[ 2] 所提出的改進型環(huán)形振蕩器電路頻率穩(wěn)定度高， 適用于電源電壓變化較大的集成電路系統(tǒng)， 但它采用了耗盡型mos 管， 增加了電路的成本， 不利于商業(yè)開發(fā)。本文所設(shè)計的主振蕩器采用如圖2 所示的環(huán)形振蕩器結(jié)構(gòu)。vc1, vc2 分別為過壓保護電路， pwm 比較器的輸出信號， mp10和mp11 為帶隙基準提供的鏡像電流， 合理的控制鏡像電流和電容c1 , c2 的大小， 即能夠使主振蕩器在1. 9~ 8 v 的v dd區(qū)間輸出350 khz 左右較穩(wěn)定的振蕩頻率。 3 輔助振蕩器的設(shè)計 文獻[ 3] 中提出的輔助振蕩器電路也采用環(huán)形振蕩器結(jié)構(gòu)， 它利用亞閾值導通的原理， 使得起振電壓降至0. 8 v, 但是這個輔助振蕩器在0. 8~ 1. 9 v 的vdd區(qū)間里頻率變化很大， 會在電路啟動階段造成很大的浪涌電流， 造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。 圖2 主振蕩器電路
p4之間的次極點更靠近原點，使系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。為消除該極點帶來的影響，在共源共柵結(jié)構(gòu)的輸出端加入補償電阻r5和電容c,引入一個零點并使主極點更低。 高壓管mp5~mp10為匹配電流源的輸出級，主要起隔離緩沖的作用，電流鏡結(jié)構(gòu)避免了增加新的極點。分流結(jié)構(gòu)mp7、mp8將mp5始終偏置在飽和區(qū)，從而允許流過mp9與mp10的電流最低降至0 a,使電路在空載時可以輸出地電壓，為芯片的進一步設(shè)計提供了方便。 p1~p12為保護管，防止低壓管因漏源或柵源電壓過高而被擊穿。 高壓管mp11、mp12、mn7與r4構(gòu)成了電壓補償電路。在前述的工作原理中，電路通過將電流限制在閾值imax和imin間周期變化達到恒流控制的目的。其中電源向電感的充、放電過程中，充電速率與輸入電壓成正比，放電速率和芯片的延遲則與輸入電壓無關(guān)。這一差異導致了在輸入電壓變化時，電流會因在固定的延遲時間中具有不同的上升斜率和相同的下降斜率，使實際電流峰值i'max升高，影響平均電流值。該補償電路通過將與輸入電壓成正比的電壓vb2轉(zhuǎn)換為與輸入電壓成正比的電流ic,使流過r3的采樣電流isense對輸入電壓具有正相
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