而在當(dāng)前的技術(shù)發(fā)展背景下，隨著云技術(shù)的快速普及，以及物聯(lián)網(wǎng)、人工智能和高性能邊緣計(jì)算等新興技術(shù)趨勢的不斷涌現(xiàn)，企業(yè)對系統(tǒng)的要求變得更為嚴(yán)苛，需要更快速、靈活的企業(yè)系統(tǒng)來高效管理工作負(fù)載。數(shù)據(jù)中心為了實(shí)現(xiàn)更高的數(shù)據(jù)吞吐量，采用了耗電量大的高速處理器，這使得每臺依靠典型 12V 電源軌的服務(wù)器的電流電平提高至 250A 以上，同時(shí)還需要 20 至 30mF 的負(fù)載電容，以滿足系統(tǒng)的瞬態(tài)負(fù)載分布要求。
在這樣的高電流系統(tǒng)中，每臺服務(wù)器前端的熱插拔電路起著至關(guān)重要的作用。熱插拔電路通常結(jié)合使用熱插拔控制器和金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管（MOSFET），能夠針對過載、輸出短路等系統(tǒng)故障提供浪涌電流限制和保護(hù)。在系統(tǒng)出現(xiàn)故障時(shí)，熱插拔控制器可將 MOSFET 保持在飽和區(qū)域，從而把故障電流限制在安全水平。然而，在設(shè)計(jì)可靠的熱插拔電路時(shí)，由于系統(tǒng)電流不斷上升且輸出電容較大，而 MOSFET 處理功率應(yīng)力的能力有限，這給設(shè)計(jì)帶來了巨大的挑戰(zhàn)。

傳統(tǒng)熱插拔電路及其局限性

傳統(tǒng)的簡化熱插拔電路主要由熱插拔控制器、外部電流檢測電阻器和功率 MOSFET 組成。當(dāng)系統(tǒng)發(fā)生故障時(shí)，熱插拔控制器會促使 MOSFET 在飽和區(qū)域工作，以此限制故障電流，但這會使 MOSFET 承受較大的漏源壓降和很高的功率應(yīng)力。
熱插拔控制器通過可編程故障計(jì)時(shí)器（TTIMER）實(shí)現(xiàn)功率限制方案（PLIM），以此提供 FET 安全工作區(qū)域（SOA）保護(hù)。選擇合適的 PLIM 和 TTIMER 值非常關(guān)鍵，這能確保所選的 MOSFET 在發(fā)生應(yīng)力事件的最大工作溫度下，仍能在其 SOA 限制內(nèi)工作。若所選的 FET 在設(shè)計(jì)中不可行，就必須選擇具有更高 SOA 的 FET，這使得熱插拔電路設(shè)計(jì)變得高度迭代且復(fù)雜。
電子保險(xiǎn)絲雖然具有集成的過熱保護(hù)電路，可監(jiān)測內(nèi)部 FET 溫度，并在 FET 承受較長時(shí)間應(yīng)力時(shí)將其關(guān)斷，以確保 FET 在 SOA 限制內(nèi)工作。但目前電子保險(xiǎn)絲器件只能在低電流下工作，所以要實(shí)現(xiàn)高電流電路保護(hù)，只能采用基于 FET 的外部熱插拔解決方案。

設(shè)計(jì)大功率熱插拔解決方案的挑戰(zhàn)

為確保 FET 始終處于其 SOA 范圍內(nèi)，熱插拔控制器會實(shí)施功率限制方案。當(dāng) FET 的功率損耗達(dá)到 PLIM 時(shí)，會觸發(fā)故障計(jì)時(shí)器；若功率損耗未降至 PLIM 以下，將在 TTIMER 之后關(guān)斷 FET。
熱插拔控制器的功率限制控制環(huán)路（如圖 1 所示）包含電流檢測放大器和電壓檢測電路。電流檢測放大器用于監(jiān)測檢測電阻的電壓（VSNS）以獲取電流信息，電壓檢測電路則用于測量 FET 的電壓。將兩者的輸出相乘，可得到 FET 中的功率損耗。把該損耗值與和 PLIM 成比例的電壓進(jìn)行比較后，可調(diào)節(jié)柵極電壓，確保 MOSFET 中的功率損耗始終低于 PLIM。

圖 1：熱插拔控制器中的功率限制環(huán)路
然而，較低的功率限制設(shè)置雖能降低 FET 上的應(yīng)力，但會減少熱插拔控制器需要限制的電流量，導(dǎo)致電流檢測放大器可以檢測的 VSNS 降低。VSNS 較低會產(chǎn)生較大誤差，因?yàn)槔碚撋?，電流檢測放大器的失調(diào)電壓會限制最小可能功率限制的設(shè)置。方程式 1 為大多數(shù)熱插拔控制器提供了建議最低檢測電壓（VSNS - MIN）：

方程式 1
在高電流應(yīng)用中，需要較高的電流限制閾值，因此必須設(shè)置更高的 PLIM，才能滿足 VSNS - MIN 標(biāo)準(zhǔn)。PLIM 升高后，需要更高的 MOSFET SOA，這使得很難找到合適的 MOSFET 來實(shí)現(xiàn)大功率設(shè)計(jì)。例如，一個(gè) 12V、250A 的設(shè)計(jì)要求 FET 能夠在 100°C 處理 560W 的功率應(yīng)力，持續(xù)時(shí)間為 1ms，而現(xiàn)有的商用 FET 無法達(dá)到這一要求。

驅(qū)動(dòng)大容性負(fù)載的挑戰(zhàn)

對于具有較大輸出電容的設(shè)計(jì)，輸出（dv/dt）控制電路可在啟動(dòng)期間處理 FET 功率應(yīng)力。放置在柵極 - GND 之間的電容器 Cdv/dt 可限制柵極和輸出電壓的壓擺率，從而限制浪涌電流。
圖 2 展示了帶有輸出 dv/dt 控制的典型啟動(dòng)波形。為確保 MOSFET 保持在其 SOA 范圍內(nèi)，必須設(shè)置足夠低的壓擺率和適當(dāng)?shù)?Cdv/dt 值。當(dāng) MOSFET 中的功率損耗降低且分布在較長時(shí)間段內(nèi)時(shí)，它們能夠處理更多能量。因此，隨著輸出電容的增加，需要更高的 Cdv/dt 來降低 FET 在啟動(dòng)期間的浪涌電流和功率損耗。例如，要使特定 FET 在 SOA 范圍內(nèi)運(yùn)行，10mF 的輸出電容可能需要 47nF 的 Cdv/dt，而 30mF 的輸出電容則需要 330nF 的 Cdv/dt。

圖 2：帶有輸出 dv/dt 控制的啟動(dòng)
在啟動(dòng)至短路期間，熱插拔控制器要求路徑中流過一定量的電流（方程式 2 中的 IDS - INS），才能檢測并觸發(fā)功率限制故障。

方程式 2
較大的 Cdv/dt 會減慢柵極電壓斜升速率，導(dǎo)致延遲達(dá)到建立 IDS - INS 所需的柵極電壓，從而增加故障檢測時(shí)間，并使 MOSFET 承受很大的 SOA 應(yīng)力。尤其是當(dāng)短路阻抗（Rshort）升高時(shí)，這種影響更為明顯，該阻抗由方程式 3 定義，如圖 3 所示：

方程式 3

圖 3：高阻抗短路下的柵極電路
考慮一個(gè)包含兩種不同阻抗的輸出短路情況：5mΩ 和 50mΩ。如果在啟動(dòng)期間發(fā)生 5mΩ 短路，隨著柵極電壓逐漸升高，短路電流會快速上升，短短 6ms 便會達(dá)到功率限制閾值（300W），達(dá)到閾值后將觸發(fā) TTIMER 并關(guān)斷 FET。而 50mΩ 短路阻抗會減慢短路電流的上升速度，熱插拔控制器需要大約 50ms 來檢測 300W 的功率限制閾值，該瓦數(shù)對應(yīng) 15J 能量，如此巨大的能量可能會損壞 FET，如圖 5 所示。

圖 4：5mΩ 阻抗短路時(shí) FET 上的功率應(yīng)力

圖 5：50mΩ 阻抗短路時(shí) FET 上的功率應(yīng)力

混合熱插拔解決方案

為解決上述問題，混合熱插拔解決方案應(yīng)運(yùn)而生。該方案包含一個(gè)與傳統(tǒng)熱插拔電路并聯(lián)的電子保險(xiǎn)絲，如圖 6 所示。在這個(gè)電路中，電子保險(xiǎn)絲利用其集成的過熱保護(hù)功能來應(yīng)對高應(yīng)力事件。
電子保險(xiǎn)絲的 PGOOD 信號連接到熱插拔控制器的使能引腳，熱插拔控制器的 PGOOD 信號則連接到下游負(fù)載的使能引腳。這些連接確保了以下幾點(diǎn)：

• 熱插拔 FET 僅在電子保險(xiǎn)絲將大型輸出電容器充電到接近輸入電壓后導(dǎo)通。此時(shí) FET 啟動(dòng)時(shí)兩端電壓幾乎為零，從而在啟動(dòng)期間消除功率應(yīng)力。
• 下游負(fù)載僅在熱插拔 FET 得到完全增強(qiáng)后啟用，這樣 FET 能提供低阻抗路徑（與電子保險(xiǎn)絲相比）并共享大部分負(fù)載電流。
• 電子保險(xiǎn)絲在所有故障情況下均承受功率應(yīng)力，而熱插拔 FET 在任何情況下均不受應(yīng)力影響。

圖 7 說明了啟動(dòng)期間和不同故障情況下的電路功能。狀態(tài) 1 至 5 描述了啟動(dòng)期間的事件順序，狀態(tài) 6 至 9 則是不同故障情況的中間狀態(tài)。

圖 7：混合熱插拔解決方案流程圖
混合熱插拔方案的主要優(yōu)勢在于，熱插拔 FET 的 SOA 不再是關(guān)鍵因素。開發(fā)者可以選擇超低漏源導(dǎo)通電阻（RDS (ON)）的 FET，這類 FET 通常價(jià)格更低，并且能大幅減少 FET 的數(shù)量。

重要的設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)

在設(shè)計(jì)混合熱插拔電路時(shí)，有幾個(gè)關(guān)鍵要點(diǎn)需要注意。首先是熱插拔路徑中并聯(lián) FET 的數(shù)量。建議讓 FET 在穩(wěn)定狀態(tài)下運(yùn)行，使結(jié)溫低于 100°C。可以通過方程式 4 計(jì)算給定負(fù)載電流下所需的并聯(lián) FET 數(shù)量：

方程式 4
其次是電子保險(xiǎn)絲的選擇。TPS1663 電子保險(xiǎn)絲具有集成的熱調(diào)節(jié)環(huán)路，可在大容性負(fù)載下實(shí)現(xiàn)零噪聲啟動(dòng)。在穩(wěn)定狀態(tài)下，熱插拔路徑提供比電子保險(xiǎn)絲路徑更低的阻抗，因此能共享大部分負(fù)載電流。熱插拔控制器決定過流保護(hù)閾值，應(yīng)將此閾值設(shè)置為剛好超過最大負(fù)載電流。對于電子保險(xiǎn)絲，將電流限制設(shè)置為其最大值（TPS1663 為 6A），以便在系統(tǒng)啟動(dòng)期間實(shí)現(xiàn)最快的輸出電容器充電速度。
另外，TTIMER 對 FET SOA 來說不再關(guān)鍵，因?yàn)樵诨旌蠠岵灏渭軜?gòu)中，熱插拔 FET 不受任何應(yīng)力影響?？梢詢H根據(jù)負(fù)載瞬態(tài)要求選擇故障計(jì)時(shí)器持續(xù)時(shí)間設(shè)置。
在大功率設(shè)計(jì)中，由于使用多個(gè)并聯(lián) FET，而熱插拔控制器的柵極驅(qū)動(dòng)強(qiáng)度有限，這會增加 FET 的開通延遲時(shí)間。因此，建議在開啟下游負(fù)載時(shí)添加額外的延遲（5ms 范圍內(nèi)），以便為熱插拔控制器提供足夠的時(shí)間來完全增強(qiáng) FET。
圖 8 展示了一個(gè)使用 LM25066 熱插拔控制器和 TPS1663 電子保險(xiǎn)絲的示例混合熱插拔電路，該電路具有 12V 輸入、250A 負(fù)載電流和 30mF 輸出電容。

圖 8：混合熱插拔電路

測試結(jié)果

面向應(yīng)力事件的混合熱插拔解決方案使用 LM25066 評估板和用于 TPS26633 和 TPS16630 的評估模塊，具有 30mF 輸出電容器和 10A 熱插拔電流限制，并且已經(jīng)過驗(yàn)證。
圖 9 顯示了該電路的啟動(dòng)和穩(wěn)定狀態(tài)行為。在啟動(dòng)期間，為輸出電容器充電所需的整個(gè)電流會流經(jīng)電子保險(xiǎn)絲，此時(shí)熱插拔路徑尚未啟用。啟動(dòng)階段過后，幾乎整個(gè)負(fù)載電流都會流經(jīng)熱插拔路徑，因?yàn)樗堑妥杩孤窂健?br class="container_5a032 wrapper_14d38 undefined" style="--tw-border-spacing-x: 0; --tw-border-spacing-y: 0; --tw-translate-x: 0; --tw-translate-y: 0; --tw-rotate: 0; --tw-skew-x: 0; --tw-skew-y: 0; --tw-scale-x: 1; --tw-scale-y: 1; --tw-pan-x: ; --tw-pan-y: ; --tw-pinch-zoom: ; --tw-scroll-snap-strictness: proximity; --tw-gradient-from-position: ; --tw-gradient-via-position: ; --tw-gradient-to-position: ; --tw-ordinal: ; --tw-slashed-zero: ; --tw-numeric-figure: ; --tw-numeric-spacing: ; --tw-numeric-fraction: ; --tw-ring-inset: ; --tw-ring-offset-width: 0px; --tw-ring-offset-color: #fff; --tw-ring-color: rgba(59,130,246,.5); --tw-ring-offset-shadow: 0 0 #0000; --tw-ring-shadow: 0 0 #0000; --tw-shadow: 0 0 #0000; --tw-shadow-colored: 0 0 #0000; --tw-blur: ; --tw-brightness: ; --tw-contrast: ; --tw-grayscale: ; --tw-hue-rotate: ; --tw-invert: ; --tw-saturate: ; --tw-sepia: ; --tw-drop-shadow: ; --tw-backdrop-blur: ; --tw-backdrop-brightness: ; --tw-backdrop-contrast: ; --tw-backdrop-grayscale: ; --tw-backdrop-hue-rotate: ; --tw-backdrop-invert: ; --tw-backdrop-opacity: ; --tw-backdrop-saturate: ; --tw-backdrop-sepia: ; -webkit-font-smoothing: antialiased; box-sizing: border-box;">
圖 9：在 30mF 電容下啟動(dòng)
圖 10 顯示了輸出端短路的電路的啟動(dòng)行為。電子保險(xiǎn)絲在啟動(dòng)時(shí)進(jìn)入熱調(diào)節(jié)模式，并在熱調(diào)節(jié)超時(shí)后關(guān)閉；每隔 650ms 持續(xù)不斷地定期重試，直到輸出故障消除。由于熱插拔 FET 保持關(guān)閉，因此 FET 上沒有應(yīng)力。

圖 10：啟動(dòng)至短路
發(fā)生過載故障時(shí)，熱插拔電路在關(guān)斷 FET 前會產(chǎn)生過載電流，并持續(xù)計(jì)時(shí)器時(shí)間。圖 11 顯示了熱插拔 FET 關(guān)斷后，整個(gè)負(fù)載電流傳輸至電子保險(xiǎn)絲路徑，從而觸發(fā)電流限制并最終觸發(fā)熱關(guān)斷。

圖 11：過載故障期間的電路響應(yīng)
圖 12 顯示了在穩(wěn)定狀態(tài)下發(fā)生輸出短路故障時(shí)的電路行為。熱插拔和電子保險(xiǎn)絲都立即關(guān)閉，以保護(hù)輸入電源免受損壞。電子保險(xiǎn)絲會持續(xù)不斷地定期重試，熱插拔 FET 則保持關(guān)斷，直到電子保險(xiǎn)絲成功啟動(dòng)。

圖 12：輸出短路期間的電路響應(yīng)