對于車載充電器 （OBC） 的 DC-DC 級，文獻中 LLC 和 LLC 衍生的雙向諧振轉(zhuǎn)換器拓撲是首選。已經(jīng)實施了改變直流總線電壓等方法，以確保 DC-DCstage 轉(zhuǎn)換器處于諧振狀態(tài)。但是，這些轉(zhuǎn)換器拓撲對整體 OBC 設(shè)計有一定的限制和影響，本文將對此進行介紹。
　　典型的 OBC 架構(gòu)具有一個雙向前端 AC-DC 級，后跟一個隔離式雙向 DC-DC 轉(zhuǎn)換器，為高壓電池充電。設(shè)計人員必須滿足整個電網(wǎng)和電池電壓范圍的性能、效率和功率密度目標(biāo)。對于 AC-DC 級，圖騰柱 PFC 是首選解決方案。充電算法在 DC-DC 階段實現(xiàn)。DC-DC 在高頻下切換，需要雙向軟開關(guān)的拓撲結(jié)構(gòu)，即使使用寬帶隙器件也是如此。
　　相移全橋是一種合適的拓撲結(jié)構(gòu)，但存在零電壓開關(guān) （ZVS） 范圍受限、獲得 ZVS 的占空比丟失、次級器件緩沖器等問題。雙有源橋也與 ZVS 一起工作，但在固定輸出方面具有最佳性能。對于高功率，諧振轉(zhuǎn)換器是首選，因為它們在所有器件中提供軟開關(guān)，即使在高頻和低 EMI 下也是如此。其他額外的優(yōu)勢是元件數(shù)量少、利用變壓器漏感進行諧振以及無需緩沖器/箝位電路?；?MOSFET 的整流器使轉(zhuǎn)換器成為雙向的。本文介紹了 LLC 和 LLC 衍生轉(zhuǎn)換器的 OBC 設(shè)計挑戰(zhàn)。
　　用于 OBC 的 CLLLC 面臨的挑戰(zhàn)
　　具有固定 [1] 和可變直流總線電壓 [3]、[4] 的 CLLLC 已被證明是雙向 DC-DC 的一種有吸引力的拓撲結(jié)構(gòu)。但是，在 OBC 中使用時，這些拓撲會帶來一些挑戰(zhàn)，本節(jié)將對此進行介紹。
　　輸出調(diào)節(jié)和損耗 – 固定直流鏈路　　對于 OBC，通過改變開關(guān)頻率來支持寬輸出范圍。不同開關(guān)頻率下的諧振電路電流如圖 2.1 所示。對于所有情況，都可以實現(xiàn)主設(shè)備的 ZVS 打開，但很難關(guān)閉。

　　不同開關(guān)頻率的諧振電路電流
　　圖 2.1：不同開關(guān)頻率下的諧振電路電流
　　開關(guān)頻率提高到諧振以上，以支持在低電池電壓下充電。諧振周期被下一個半周期打斷，初級 MOSFET 以更高的電流和損耗關(guān)閉。由于提供了最大輸出電流，因此整流器中的導(dǎo)通損耗與標(biāo)稱輸出相同。整流二極管是硬換向的，這會增加 EMI。
　　通過低于諧振的開關(guān)來獲得增強動作。諧振周期完成，諧振電路電流等于磁化電流，直到周期結(jié)束。磁化電流和關(guān)斷損耗較高，但在一定程度上被較低的頻率補償。電橋中的循環(huán)磁化電流即使在輕負載下也會導(dǎo)致高導(dǎo)通損耗。整流器電流是不連續(xù)的，所需的輸出濾波器電容值更高。[1] 中 6.6kW、[2] 3.5kW 和 [3] 中 6.6kW 充電模式的實驗結(jié)果顯示了不同輸出電壓下的效率趨勢。發(fā)生諧振作的輸出的效率處于峰值。放電模式的行為也保持不變。對于較低的電壓，在所有 3 種情況下效率都較低。即使對于在 [1] 中使用 SiC 和 [3] 在 GaN 的設(shè)計，在最低和標(biāo)稱電池電壓下的效率差異也大于 1%。
　　組件選型 – 可變直流鏈路
　　[3] 和 [4] 中的可變直流鏈路方法對于保持電路在諧振周圍運行非常有吸引力。在整個電池電壓范圍內(nèi)，效率數(shù)字接近 98%。在 [3] 中，直流總線電壓在 520V 到 840V 之間變化，以保持 DC-DC 級處于諧振狀態(tài)。
　　可變直流鏈路對 PFC 級的影響
　　PFC 級設(shè)計用于最大 840V 輸出，即使在 LF 支路中，SiC 也只是一個合適的設(shè)備。在布局和元件選擇時，需要特別注意 840V 的高 dV/dt。共模電流可以通過隔離電容進入控制電路。必須使用具有非常高 CMTI 的隔離式柵極驅(qū)動器和隔離放大器，這會增加成本。EMI 水平也會上升，并且輸入中需要重型濾波器。
　　最小升壓 PFC 電感取決于輸出電壓
　　如果需要限制 ΔL-max，則 840V 輸出的電感值會更高。為了保持較低的損耗，必須通過增加磁芯尺寸來減小磁芯中的磁通擺動。它也優(yōu)選單層繞組，開始和結(jié)束繞組之間沒有重疊。所有這些因素都會增加電感的成本和尺寸。
　　PFC 輸出電容器組受要支持的最大電壓的嚴(yán)重影響。市售的咬接式電解電容器在 450V 時具有高電容和紋波電流，適用于 400V 輸出應(yīng)用。在[5]中，4 個直徑為 35mm 的 680uF 450V 電容器并聯(lián)用于 400V 輸出的 6.6kW PFC。在 [6] 中，電容器組由 20 個電容器的串并聯(lián)組合組成，每個電容器的額定電壓為 220uF 400V，比固定直流輸出類型多消耗 32% 的 PCB 面積。進一步的串聯(lián)需要電壓平衡網(wǎng)絡(luò)。額外尺寸的電容器補償了 DC-DC 級中通過諧振和軟開關(guān)現(xiàn)象在整個電池范圍內(nèi)實現(xiàn)的功率密度增益。
　　快速開關(guān) SiC 橋需要一個非常小的功率環(huán)路，該電路通過緊密放置的 MLCC 去耦電容器來實現(xiàn)，該電容器可與 X7R 電介質(zhì)一起使用。電容與偏置電壓有很大關(guān)系。對于 1kV 100nF 部分，在 400V 以上工作時，電容降至 30nF 以下。這需要電容器并聯(lián)，并增加成本和 PCB 面積。
　　輸出軟啟動和短路保護
　　輸出軟啟動對于限制負載和未充電濾波電容器吸收的啟動電流至關(guān)重要。對于軟啟動，一些模擬控制器以初始頻率作為諧振頻率的倍數(shù)開始運行，從而將初始輸出電壓保持在較低的水平。在 [8] 中，提出了一種啟動的最佳軌跡控制，可確保啟動期間的電流應(yīng)力在器件可容忍的水平內(nèi)。然而，從較高頻率啟動時的熱應(yīng)力仍然是一個值得關(guān)注的問題。
　　最簡單的過流或短路保護方法是在檢測到過流的情況下增加開關(guān)頻率和感應(yīng)阻抗。這樣做會增加開關(guān)損耗，并且冷卻系統(tǒng)可能不足以防止熱故障。另一種方法是對初級設(shè)備使用 PWM 或占空比控制，這將中斷諧振周期和電流。這種方法會導(dǎo)致器件的 ZVS 損失，并且很容易因熱應(yīng)力而失效。在 [8] 中，進一步擴展了啟動的最佳軌跡控制方法以進行短路檢測，并采用打嗝模式來降低熱應(yīng)力。然而，短路檢測基于負載電流感應(yīng)，延遲可能會導(dǎo)致短時間內(nèi)出現(xiàn)高器件電流應(yīng)力。[7] 中提出了一種過流鉗位方法，該方法在短路情況下也效果很好。該方法提供類似于非隔離式 DC-DC 轉(zhuǎn)換器中的逐脈沖電流限制的電流限制。CLLLC 轉(zhuǎn)換器的衍生保護電路如圖 2.2 所示?！　н^流保護的 CLLLC 轉(zhuǎn)換器

　　圖 2.2：具有過流保護的 CLLLC 轉(zhuǎn)換器
　　POS 和 NEG 端子連接到穩(wěn)定的穩(wěn)壓電源，最好是直流鏈路。額外的箝位變壓器和二極管在正常工作期間不起作用。在過流的情況下，電容器 Crp 電壓上升，當(dāng)它穿過 POS 和 NEG 之間的反射電壓時，電容器電壓被箝位，從而箝位初級電流。鉗位變壓器漏感和直流電阻會導(dǎo)致計算電流鉗位水平和實際電流鉗位水平的差異。對于變頻作，變壓器應(yīng)設(shè)計為最低頻率。寬頻率作使得固定鉗位電流點非常困難?？勺冎绷髂妇€方法的頻率變化很小，但沒有用于箝位的穩(wěn)壓電壓。此外，由于柵極信號不平衡或器件導(dǎo)通時間變化，Crp 上的小直流電壓含量可能導(dǎo)致保護電路故障。過流限制仍然是一個設(shè)計挑戰(zhàn)。
　　輸出紋波和可控范圍
　　在 OBC 中，電池電壓和電流紋波內(nèi)容，尤其是雙線頻率，具有指定的限制。開關(guān)頻率在工作點周圍以少量方式變化或調(diào)制，以最大限度地減少線路頻率紋波。當(dāng)數(shù)字控制時，最小頻率增量/減量有限制。在較高頻率下，調(diào)制分辨率可能不足以減少紋波。工作頻率應(yīng)較低，以使紋波消除有效。但較低的頻率對轉(zhuǎn)換器尺寸有嚴(yán)重影響。另一種選擇是在輸出端添加一個 LC 濾波器，但濾波器的大小會很大，因為預(yù)期的截止時間是相對于電網(wǎng)頻率的。