典型電路
　　一個正在進(jìn)行的項目（或小工具）需要一種方法來生成音頻輸出來表示不同的電壓電平。這聽起來像一個壓控振蕩器。但該信號是雙極信號，跨越 -1 至 +1 V 的峰值。線性頻率響應(yīng)聽起來很錯誤，無論如何都無法提供我想要的對稱 ±1 倍頻程輸出?！　∫环N典型的、眾所周知的振蕩器類型——盡管如圖所示，缺乏電壓控制——如圖 1 所示。在循環(huán)開始時，C1 已充滿電。然后，它通過 R1 放電，直到達(dá)到基準(zhǔn)電壓（顯示為中間軌），此時觸發(fā)單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器，提供一個脈沖來開啟 Q1，從而將 C1 短接到正軌，從而開始下一個循環(huán)。輸出是具有恒定振幅的指數(shù)衰減鋸齒，通過緩沖區(qū)從 C1 的頂部獲?。ㄎ达@示）。（嚴(yán)格來說，運算放大器應(yīng)該是一個比較器;它被用作一個比較器。C1 通常會針對不同的范圍進(jìn)行切換，而 R1 則用于調(diào)音。

　　圖 1 具有指數(shù)衰減鋸齒輸出的典型 relaxation oscillator 是此設(shè)計的起點。
　　另一種調(diào)整方法是保持 R1 和 C1 恒定并改變基準(zhǔn)電壓。輸出電平現(xiàn)在變化，調(diào)音法則呈指數(shù)級。如果我們想要音高線性度，也許這是一個很好的起點？
　　調(diào)整　　指數(shù)衰減可能無法給出我們需要的確切曲線，但稍加調(diào)整，它的某些部分就足夠接近了，可以發(fā)揮作用。一些實驗產(chǎn)生了如圖 2 所示的可用電路。

　　圖 2 改變參考電壓而不是 R-C 時間常數(shù)，得到的調(diào)諧定律在幾個八度音程上足夠接近線性音高，尤其是在添加 R2 之后?！　∪缟纤?，將雙極控制電壓與下降的指數(shù) （-ish） 斜坡進(jìn)行比較，以調(diào)整振蕩器的頻率。當(dāng)它們重合時，用作多電源多電壓 （MSMV） 的 U2a 被觸發(fā)以產(chǎn)生復(fù)位脈沖以暫時導(dǎo)通 Q1，從而將 C1 的電壓復(fù)位到最大值。圖 3 顯示了關(guān)鍵波形。

　　圖 3 圖 2 中電路的波形，在其兩個倍頻程跨度的兩個極端。
　　扭曲法律，讓我們可以做我們想做的事
　　單個、簡單、不起眼的電阻器 R2 是此設(shè)計的關(guān)鍵。通過壓縮和移動指數(shù)衰減曲線，它允許合理地接近與音高呈線性關(guān)系的調(diào)音定律，而不是在幾個八度甚至更多的情況下與頻率呈線性關(guān)系：控制電壓的增加現(xiàn)在以相當(dāng)恒定的頻率比而不是固定的量改變頻率。低頻端的匹配最差，在接近低校準(zhǔn)點時大約有 5% 的偏差，甚至更低。（半音是 ~7%。將 51k 用于 R2 可以得到最接近底部倍頻程頻率本身的匹配，但 56k 通常在該區(qū)域的平均“聽起來”更好。
　　根據(jù)所示的值，對于 -1 至 +1 V 的輸入，輸出頻率范圍約為 250 Hz 至 1000 Hz，這接近從“C4”（中間 C：~262 Hz，如果我們將 A4 精確定義為 440 Hz）到“C6”的兩個倍頻程。（此處的引號用于區(qū)分間距值和電容器！對于不同的跨度，只需更改 C1 或同時更改 R1 和 R2，其比率必須保持不變。如果控制電壓降至 -1.5 V 以下（由 R1 和 R2 確定），振蕩將停止。高于 +1 V，對于另一個半倍頻程或更高的頻率，匹配仍然是合理的。
　　U2b 將振蕩器的脈沖輸出除以 2 得到方波，輸出網(wǎng)絡(luò)將其變成約 1.1 V pk-pk （~-6 dBu） 的梯形。雖然這并沒有自命不凡的波形純度，但它現(xiàn)在確實具有更柔和和 “更多模擬” 的邊緣，而不是尖銳的數(shù)字邊緣。
　　其他評價： MCP6002s 既便宜又歡快。MCP6022 的規(guī)格更好（速度更快，輸入偏移為 <500 μV），但成本更高。如果需要，U1 的備用部分可用于進(jìn)一步過濾輸出。Q1 的規(guī)格并不重要。ZVP3306A 的 RDS（開啟）高達(dá) 15 Ω，但驅(qū)動其柵極的脈沖寬度可確保 C1 在所有條件下都充滿電。~±1 V 控制范圍正是我想要的，但這是一個愉快的意外，而不是設(shè)計成的。
　　它現(xiàn)在執(zhí)行所需的作，并準(zhǔn)備好放入項目 （或 gadget） 中。然而。。。　　一些額外的組件可提供更高的八度音程和準(zhǔn)確性考慮基本電路提出了一個有趣的想法。線性頻率調(diào)諧可以通過兩種方式完成，一種是使用線性斜坡并改變控制電壓，就像我們使用指數(shù)電壓一樣，而另一種是用可控的電流吸收器代替 R1 并刪除 R2。將它們一起使用，調(diào)音定律就會變成 “平方”，從而得到一個本質(zhì)上更接近于線性音高的冪律。圖 4 顯示了如何做到這一點。

　　圖 4添加一個電壓控制電流吸收器來代替調(diào)諧電阻 R1 是在超過 4 個倍頻程內(nèi)工作且具有更好音高精度的關(guān)鍵。
　　Q2、U1b 和 R1 構(gòu)成電流吸收器。其控制電壓是輸入端的一半，確保 Q2 永不飽和。C1 線性放電，斜率由 Vcon 控制。電源軌顯示為 0 V / +5 V 而不是 ±2.5 V，以反映更寬的調(diào)諧范圍，但輸出頻率仍以 520 Hz 左右為中心（接近“C5”的音高），并顯示元件值。
　　所需的控制電壓擺幅現(xiàn)在測量為 ~840 mV/倍頻程（或 ~70 mV/半音）。在中間兩個八度音階上，響應(yīng)幾乎完全是線性的，對于兩個八度音階和更多周圍的八度音階來說仍然不錯。低頻端的誤差最嚴(yán)重，因為電流吸收器會耗盡蒸汽（或電子）。使用 MCP6022 是因為它的性能更好，但電路的其余部分幾乎沒有變化。
　　雖然 4 個以上八度音階的范圍對于我的目標(biāo)應(yīng)用程序來說已經(jīng)超出了頂峰，但提高的準(zhǔn)確性總是受歡迎的，這種更好的性能為可能的音樂應(yīng)用開辟了道路。