用于高效電源轉換器的先進同步反向阻斷新電路拓撲
出處:維庫電子市場網(wǎng) 發(fā)布于:2025-01-03 16:31:30 | 488 次閱讀
通過正確的電路拓撲以及最佳的元件選擇可以實現(xiàn)最高的效率。為了提高效率,由帶隙更寬的半導體材料制成的GaN或SiC晶體管越來越多地應用于逆變器中。然而,此類技術的成本明顯高于硅基元件。
因此,具有成本效益的系統(tǒng)需要創(chuàng)新的電路設計,該設計應實現(xiàn)盡可能高的效率,同時使用硅基元件。 使用半橋,我們將解釋如何通過顯著降低開關損耗來優(yōu)化逆變器的效率。作為示例,我們考慮了從阻塞上開關晶體管的續(xù)流二極管到下開關晶體管的電流換向(圖 1)。

圖 1:切換半橋時的電流換向和功率損耗機制
與電阻損耗一起發(fā)生的開關損耗由兩種功率損耗機制決定。一是存儲在續(xù)流二極管中的反向恢復電荷(Q rr )。這導致激活的下部開關晶體管中出現(xiàn)電流峰值,該晶體管轉變?yōu)閷顟B(tài)。另一種是上開關晶體管的 輸出電容(C OSS )反轉期間出現(xiàn)的充電電流峰值。
圖 2 中所示的兩種開關拓撲 – 同步反向阻斷 (SRB) 和高級 SRB 1 (A-SRB) – 大大減少了開關損耗的來源。
圖 2:降低半橋開關損耗的技術通過同步反向阻斷(SRB),開關晶體管Q1的續(xù)流二極管中的反向電流被串聯(lián)連接的第二開關晶體管Q2阻斷。 Q2 與 Q1 同步控制。反向電流通過具有高擊穿電壓和極低反向恢復電荷的并聯(lián)碳化硅 (SiC) 肖特基二極管。這顯著降低了 Qrr 的影響。 Q2 的續(xù)流二極管已極化,因此該晶體管上不會形成高電壓。低壓型(60V)就足夠了。
借助高級 SRB (A-SRB),通過將 Q1 預充電至低電壓,可顯著降低重新加載 Q1 輸出電容時造成的功率損耗。漏極-源極電壓VDS上的輸出電容C OSS的特性表現(xiàn)出非常高的電壓依賴性。 VDS 從 0 增加到大約 40V 會使電容減小 100 倍。這意味著在開關過程中,當 Q1 的 VDS 較低時,主要會出現(xiàn)導致?lián)p耗的充電電流。然而,Q1 上的低電壓與轉換到導通狀態(tài)的半橋下部晶體管上的高電壓同樣重要。因此,充電電流峰值會產生高功率損耗?! ≡诎霕蛳麻_關晶體管導通之前,C OSS由 Q1 預充電至 40V,意味著充電電流的主要部分不流過該晶體管,因此幾乎不會造成功率損耗。預充電由附加電壓源執(zhí)行,該電壓源通過柵極驅動器 IC 中的電荷泵實現(xiàn)。

圖 3:A-SRB 電路拓撲的組件 圖 3 顯示了 A-SRB 電路拓撲的關鍵組件。實際的開關晶體管(Q1)是高壓超結DTMOS IV型MOSFET,其最大阻斷電壓例如為650V。與Q1串聯(lián)的輔助晶體管Q2是低壓超結UMOS VIII型MOSFET,阻斷電壓為60V。續(xù)流二極管采用反向恢復電荷極低的 SiC 肖特基二極管。這種特殊的電路拓撲由專用的T1HZ1F驅動器IC控制。該 IC 根據(jù) PWM 輸入信號生成晶體管柵極所需的所有控制信號以及用于對 Q1 輸出電容進行預充電的充電脈沖。

圖 4:適合 A-SRB 的電路拓撲
東芝的 A-SRB 技術可大大降低開關損耗。它適用于廣泛的應用,例如太陽能逆變器、DC/DC 轉換器、功率因數(shù)校正 (PFC) 和電機驅動控制。圖 4 顯示了適合 A-SRB 的電源轉換器拓撲選擇。突出顯示的晶體管只需替換為圖 3 中所示的 A-SRB 電路拓撲?! ∈褂?A-SRB 提高效率 為了證明 A-SRB 的有效性,在使用和不使用 ASRB 的情況下對逆變橋(H4 拓撲)進行了 SPICE 仿真。對于雙極性調制,圖 5 顯示了使用具有低 RDS(on)(100A、600V)的東芝 DTMOS IV 型開關晶體管時,A-SRB 在不同輸出功率和開關頻率下實現(xiàn)的更高效率。由于 A-SRB 降低了開關損耗,因此可以在高開關頻率下實現(xiàn)最高效率增益。本例中實現(xiàn)的最大效率增益約為 4%。
該系統(tǒng)的主要部分,具有 A-SRB 功能的逆變橋,可以根據(jù)額定功率以不同的方式實現(xiàn)。對于最大輸入功率約為300W的模塊逆變器,東芝提供T1JM4模塊。它集成了一個完整的半橋,包括具有 A-SRB 功能的柵極驅動器、開關晶體管和 SiC 肖特基二極管。對于輸入功率高達 5kW 的太陽能逆變器,分立式柵極驅動器可作為與開關元件組合的套件提供。
圖 6:使用 A-SRB 實現(xiàn)逆變橋的不同選項版權與免責聲明
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