測(cè)試電路的測(cè)量結(jié)果
　　實(shí)際接口將 Rp 電阻器作為衰減器實(shí)現(xiàn)到 1:1 測(cè)量路徑變壓器中，從而允許直接測(cè)量 ADC 輸入的頻率響應(yīng)。在此示例中，該測(cè)量路徑在測(cè)量的中帶增益中引入了 -25.8dB 損耗（如圖 8所示），但形狀非常接近所需的平坦直通 120MHz 接口。它顯示的帶寬比預(yù)期 (180MHz) 稍低，這可以歸因于輸入變壓器在較高頻率處略有滾降。
　　　　圖 8. 測(cè)量到的 ADC 輸入小信號(hào)響應(yīng)。
　　最后，該接口的 FFT 以及我們假設(shè)用于測(cè)試目的的 ISLA112P50 的典型示例如圖 9所示。
　　　圖 9. 105MHz -1dBFS 輸入信號(hào)的 FFT 測(cè)量值
　　-1dBFS 時(shí)的組合 SNR 為 63.6dB，略低于預(yù)測(cè)的 64.3dB，但仍?xún)H比典型 ADC 本身低 1dB（并且我們的 SNR 可能略低于典型 ADC）。這可能比標(biāo)稱(chēng) ADC SNR 稍低，時(shí)鐘抖動(dòng)比原始數(shù)據(jù)表工作中的更高，等等。如果我們假設(shè) ADC 具有典型的 HD2 和 HD3 (-91/-86 dBc)，我們可以使用圖 6 來(lái)估計(jì)HD2 和 HD3 從放大器路徑進(jìn)入 ADC。
　　實(shí)際上，HD2 比 ADC 低 6dB 以上，但我們可以使用公式 11 計(jì)算出 ADC 中的 HD2 處于 -88dBc 區(qū)域。 HD3 低不到 6dB（實(shí)際上是 2dB），因此圖 6 表明我們采用的 HD3 比 ADC 典型值 -86dBc 或約 -98dBc 低至少 12dB。從 ISL55210 的 HD3 與 HD2 的卓越輸出來(lái)看，這種 HD3 是有意義的，而且這種音調(diào)很好地落入級(jí)間濾波器截止 (315MHz)，在該處我們應(yīng)該獲得額外的 -16dB 的 HD3 衰減，如圖 8 所示。
　　ISL55210 輸出引腳處的 HD2 在濾波器中僅獲得 -6dB 衰減（圖 6，210MHz 時(shí)）。這表明它位于放大器輸出引腳的 -82dBc 區(qū)域，以解釋 ADC 輸入處的推斷 -88dBc 與測(cè)量的輸入 + ADC 的 -83dBc 組合相匹配。參考文獻(xiàn) 2 中的圖 8 顯示了 500Ω 區(qū)域負(fù)載在 100MhHz 和 2Vpp 下的大約 -80dBc HD2。
　　概括
　　這項(xiàng)工作展示了一種將超寬帶、高動(dòng)態(tài)范圍 FDA 與輸入寬帶變壓器相結(jié)合的方法，為 ADC 驅(qū)動(dòng)提供超低功耗、低輸出噪聲和失真的末級(jí)增益解決方案。該方法非常靈活，可以為此處所示的 VFA FDA 使用各種變壓器和增益設(shè)置。輸入變壓器提供簡(jiǎn)單的單差分轉(zhuǎn)換，并為整體解決方案提供噪聲和環(huán)路增益優(yōu)勢(shì)。這可用于將已經(jīng)非常高性能的 FDA 在 HD 性能和噪聲系數(shù)方面提高 2dB 至 5dB。
　　一旦我們?cè)诜糯笃鬏敵鲆_上實(shí)現(xiàn)了低噪聲和高清晰度，級(jí)間二階濾波器的優(yōu)勢(shì) 就顯現(xiàn)出來(lái)了。其中包括給定目標(biāo)頻率響應(yīng)平坦度區(qū)域的集成噪聲要低得多，以及帶外 HD2 和 HD3 項(xiàng)的一些 HD 抑制。雖然未顯示，但 IM2 項(xiàng)還獲得 F1 + F2 項(xiàng)的濾波器幫助，但 IM3 項(xiàng)通常是帶內(nèi)的，需要放大器具有特殊的本機(jī) IM3。這里的示例重點(diǎn)關(guān)注非常寬帶的第一奈奎斯 特區(qū)解決方案。窄帶和/或更高奈奎斯特區(qū)解決方案仍然可以使用輸入變壓器來(lái)獲得良好的效益，但需要不同的輸出級(jí)濾波器。
　　側(cè)邊欄：變壓器建模
　　寬帶變壓器背景 ：這些示例中使用的特定類(lèi)型的變壓器是傳輸線變壓器，其帶寬來(lái)自于將雙絞線纏繞在磁芯上。參考文獻(xiàn) 7 中描述的模型是變壓器特性各個(gè)部分的集總元件表示。但該器件本身實(shí)際上是一對(duì)耦合電感，互耦合系數(shù)非常接近 1.00。
　　在這里使用的配置中，有時(shí)被稱(chēng)為“磁通耦合變壓器”——但不是所有變壓器都是磁通耦合的嗎？將這個(gè)變壓器翻轉(zhuǎn)并使其匝數(shù)比為 1:1，有時(shí)會(huì)產(chǎn)生所謂的共模扼流圈，或者更令人困惑的是，有時(shí)也稱(chēng)為“傳輸線變壓器”。
　　無(wú)論如何，對(duì)于該電路的輸入側(cè)，我們正在尋找一些提升以獲得此處描述的噪聲和環(huán)路增益優(yōu)勢(shì)。隨著匝數(shù)比的增加，我們獲得更多的“免費(fèi)”電壓增益，但代價(jià)是最小到最大帶寬跨度越來(lái)越低。對(duì)于此處考慮的寬帶第一奈奎斯特區(qū)應(yīng)用，1:2 的匝數(shù)比（歐姆比為 4）似乎是一個(gè)不錯(cuò)的最大值。較高頻率的窄帶應(yīng)用可以利用較高的匝數(shù)比。
　　所有變壓器都是具有最小到最大通帶區(qū)域的“帶通”電路元件。這些交流限制通常以 -1dB、-2dB 和 -3dB 頻率跨度來(lái)指定。雖然這些跨度將針對(duì)特定源和（大概）匹配負(fù)載指定，但變壓器將在任何源和負(fù)載阻抗下“工作”。因此，75Ω 指定變壓器可用于 50Ω 環(huán)境，反之亦然。
　　隨著源阻抗和負(fù)載阻抗的變化，最小和最大頻率也會(huì)發(fā)生變化。給定變壓器的規(guī)格，可以導(dǎo)出具有互耦系數(shù)的簡(jiǎn)單雙電感器模型，該模型將正確預(yù)測(cè)不同源和負(fù)載阻抗下最小到最大帶寬的變化（參考文獻(xiàn) 8）。
　　例如，ADT4-1WT 模型如圖A （參考文獻(xiàn) 9）所示，其中 P1 = 2μH，S1 = 8μH，耦合系數(shù)為 0.99488。當(dāng)從 50Ω 驅(qū)動(dòng)并以 200Ω 端接時(shí)，這是達(dá)到指定 2MHz 至 775MHz F -3dB 跨度的正確模型。
　　　圖 A. 驗(yàn)證 ADT4-1WT 模型的仿真電路示例。
　　使用 50Ω 源和 200Ω 負(fù)載運(yùn)行此仿真可提供預(yù)期的 2MHz 至 775MHz F -3 dB 帶寬。使用 75Ω 源和 300Ω 終端運(yùn)行相同的變壓器模型只會(huì)將通帶頻率上移，如圖B所示。
　　這顯示了 0dB 通帶增益，因?yàn)樵幢徽J(rèn)為是在源阻抗的另一側(cè) - 因此該模型將 -6dB 衰減引入變壓器的輸入（作為匹配反射的負(fù)載），然后是 6dB 增益（1： 2 匝數(shù)比為輸出側(cè)提供 2× V/V 增益，以獲得 0dB 的凈模擬增益。綠色曲線為 75Ω，而紅色曲線為該變壓器指定的 50Ω。該模型沒(méi)有拾取中帶插入損耗。
　　　圖 B. 具有匹配電源和負(fù)載的模擬變壓器響應(yīng)。
　　雖然此處的示例中使用了 Mini-Circuits ADT4-1WT，但表 A 顯示了它以及一些替代的 1:2 匝數(shù)比器件。
　　　表 A. 代表性寬帶 1:2 匝數(shù)比變壓器。
　　另一種選擇是存在輔助中心抽頭。這里討論的輸入側(cè)應(yīng)用不使用該中心抽頭，但當(dāng)在輸出側(cè)用作 ADC 的最后一級(jí)時(shí)，中心抽頭通常用于為 ADC 引入 Vcm 偏置。這些示例中未使用中心抽頭，因?yàn)?FDA 的輸出 Vcm 會(huì)將輸入 DC 工作點(diǎn)偏置到相同水平。