在直流到低頻傳感器信號調(diào)節(jié)應(yīng)用中，依靠儀表放大器的共模抑制比 (CMRR) 在惡劣的工業(yè)環(huán)境中提供強(qiáng)大的噪聲抑制功能是不夠的。
　　為了避免傳播不需要的噪聲信號，正確匹配和縮放儀表放大器輸入端低通濾波器中的組件至關(guān)重要。最終，這使得內(nèi)部電磁干擾/射頻干擾 (EMI/RFI) 濾波和 CMRR 能夠提供實(shí)現(xiàn)可接受的信噪比 (SNR) 所需的剩余噪聲衰減?！　榱苏f明這一點(diǎn)，請考慮圖 1中所示的低通濾波器實(shí)現(xiàn)。電阻傳感器通過由 R SX和 C CM組成的低通濾波器網(wǎng)絡(luò)以差分方式連接到高阻抗儀表放大器。理想情況下，如果每個(gè)輸入引腳中的 C CM 完美匹配，則兩個(gè)輸入共有的噪聲量將在到達(dá) INA 輸入之前對稱衰減。

　　圖 1：共模輸入濾波。
　　通過共模濾波電容（C cm ） 的完美匹配，噪聲幾乎完全衰減。 圖 2中的TINA SPICE仿真 通過將 100mVpp、100kHz 共模誤差信號注入 INA333輸入來顯示這一點(diǎn)。

　　圖 2：使用 INA333 進(jìn)行共模濾波的完美輸入 RC 匹配的模擬示例。
　　這種方法的問題在于，現(xiàn)成電容器的典型容差為 5% 到 10%，這意味著如果每個(gè)支路中的 C CM 在相反方向上不匹配，則總體差分容差可能高達(dá) 20%。圖 3更好地體現(xiàn)了這種電容失配，該圖還說明了共模噪聲 (e N ) 在電阻傳感器輸出端的進(jìn)入。
　　　圖 3：具有 RC 失配和共模噪聲注入的共模濾波。
　　輸入 (C) 處的這種不匹配會產(chǎn)生截止頻率誤差，導(dǎo)致共模噪聲 e N以差分方式傳遞到 INA 輸入，然后作為誤差電壓增益到輸出。傳遞到輸入的共模噪聲量如公式 1至公式 3所示：
　
　　假設(shè)傳感器信號 Vsensor 的頻率遠(yuǎn)低于每個(gè)共模濾波器的噪聲截止頻率（即 f C ≥ 100?fsensor ）且 R S1 = R S2，則共模噪聲信號量（e N ) 轉(zhuǎn)換為差分噪聲信號 (e IN ) 并成為 V IN的一部分， 如公式 4所示：
　　　圖 4 進(jìn)一步說明了通過向 INA333 注入 100mVpp、100kHz 共模誤差信號（濾波器截止頻率為 1.6kHz 時(shí) RC 失配為 10%）可傳播到輸出的誤差：
　　　　圖 4：由于共模濾波器 RC 失配而導(dǎo)致的 INA333 輸出誤差仿真（增益為 101）?！　D 5 顯示了一種更好、更常見的輸入濾波方法，通過在儀表放大器的輸入端 添加差分電容器 C diff進(jìn)行了小幅改進(jìn)。

　　圖 5：添加差分電容器 (C diff ) 以改善共模噪聲衰減?！　√砑哟穗娙萜鞑⒉荒芡耆鉀Q此問題，因?yàn)楸仨毟鶕?jù)以下兩個(gè)標(biāo)準(zhǔn)來縮放C diff ：

　　差分截止頻率必須足夠大，以充分避開信號帶寬并允許足夠的濾波穩(wěn)定?！　〔罘纸刂诡l率必須足夠小，以將共模噪聲衰減到可接受的水平，以便儀表放大器的 CMRR 可以提供實(shí)現(xiàn)可接受的 SNR 所需的剩余衰減。公式 5給出了一個(gè)很好的經(jīng)驗(yàn)法則：

　　圖 6顯示了在沒有 C diff 和 C diff = F 的情況下 V inP 和 V inN 與頻率的關(guān)系圖。 請注意，在沒有差分電容器的情況下，INA333 的輸出幅度存在差異。這種差異會作為噪聲放大到輸出，最終降低 SNR。當(dāng) C diff = F 時(shí)， V inP 和 V inN之間的差異 最小。
　　信號鏈基礎(chǔ)知識#53：適當(dāng)縮放的濾波器組件可改善噪聲衰減
　　圖 6：V inP 和 V inN的繪圖 ，其中 Cdiff = 0 且 Cdiff = 1 F?！　D 7 顯示了通過添加C diff = F來改善 INA333 輸出端的整體噪聲性能。

　　圖 7：在 INA333 中使用 C diff改進(jìn)噪聲濾波的仿真 。
　　總之，放置在儀表放大器前面的低通濾波器應(yīng)具有至少比共模電容器高 10 倍的差分電容器。這將通過減少 C cm失配的影響（可能導(dǎo)致共模噪聲變成差分噪聲）來顯著提高濾波器的有效性。