為了使 D 類放大器提供高效率，它需要相對于工作頻率相當(dāng)快的開關(guān)。隨著我們轉(zhuǎn)向越來越高的頻率，這變得越來越具有挑戰(zhàn)性。在 D 類 RF 放大器中，開關(guān)間隔可能占據(jù)工作周期的相當(dāng)大一部分。寄生電容的損耗也隨著頻率的增加而增加，這帶來了另一個問題。
　　E 類功率放大器有效地克服了這些挑戰(zhàn)。與 D 類放大器一樣，這些是開關(guān)模式放大器。然而，它們的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)經(jīng)過專門設(shè)計，可最大限度地降低開關(guān)損耗，并將能量從分流（晶體管輸出）電容引導(dǎo)至負(fù)載。在本文中，我們將討論 E 類放大器的設(shè)計如何避免 D 類放大器在高頻下工作的缺陷。
　　D 類和 E 類電路的對比
　　考慮圖 1 所示的互補(bǔ)電壓開關(guān) D 類放大器?！　∮?Cp 建模的節(jié)點 A 寄生電容的互補(bǔ)電壓開關(guān)配置。

　　圖 1.由 C 建模的節(jié)點 A 寄生電容的互補(bǔ)電壓開關(guān)配置 p.
　　在上圖中，Cp對晶體管的寄生輸出電容進(jìn)行建模。晶體管在交替的半周期上導(dǎo)通和關(guān)斷，導(dǎo)致節(jié)點 A 的電壓在V抄送和地面。每當(dāng)發(fā)生轉(zhuǎn)換時，充電和放電Cp導(dǎo)致一些能量在開關(guān)的導(dǎo)通電阻中以熱量的形式消散。
　　例如，對于V抄送對地，晶體管 Q2打開并釋放最初儲存在Cp.這會在 Q 的導(dǎo)通電阻中耗散一些能量2.因充放電而損失的總功率Cp是：
　　$$P_{耗散} ~=~ C_{p} V_{CC}^2 f$$
　　方程 1.
　　其中 f 是放大器的開關(guān)頻率。
　　D 類放大器的操作涉及充電和放電Cp，但存儲在電容中的能量不會傳遞到負(fù)載。事實上，Cp完全不會影響輸出 RF 功率 — 它從電源獲取的功率會因熱量而損失。
　　相比之下，圖 2 顯示了最簡單的 E 類放大器的電路原理圖?！　〉碗A E 類放大器原理圖

　　圖 2.低階 E 類放大器原理圖
　　該電路中的晶體管被驅(qū)動以充當(dāng)開關(guān)。射頻扼流圈 （L1） 提供到電源的直流路徑，并在 RF 處近似開路。L0和 C0形成一個串聯(lián)調(diào)諧電路，將負(fù)載連接到晶體管的集電極。
　　在晶體管和 C 之間0是分流電容 （Csh).并聯(lián)電容包括在輸出端添加的電容器和器件輸出寄生電容。與 D 類放大器不同，該電容中存儲的能量不會以熱量的形式消散，而是被引導(dǎo)到負(fù)載上。
　　正如我們將在本文后面看到的那樣，Csh在 E 類放大器的運(yùn)行中起著關(guān)鍵作用。然而，在我們開始之前，我們需要了解有限開關(guān)速度的問題。只有這樣，我們才能準(zhǔn)備好討論 E 類功率放大器如何處理該問題。
　　緩慢上升和下降時間對開關(guān)模式操作的影響　　當(dāng)開關(guān)的驅(qū)動信號理想時，它們近似于具有尖銳邊緣的矩形波形。為了更準(zhǔn)確地反映實際情況，我們應(yīng)該假設(shè)開關(guān)電流和電壓波形是梯形的，而不是矩形的。如圖 3 所示。

　　實際開關(guān)的電流 （頂部） 和電壓 （底部） 波形表現(xiàn)出非零轉(zhuǎn)換間隔。
　　圖 3.實際開關(guān)的電流 （頂部） 和電壓 （底部） 波形表現(xiàn)出非零轉(zhuǎn)換間隔。
　　要理解圖 3 中的波形，請回顧開關(guān)模式功率放大器背后的基本思想，即將晶體管作為開關(guān)而不是電流源運(yùn)行，可以提高效率。理想的開關(guān)不會耗散功率，因為其電壓和電流的乘積始終為零。開關(guān)打開時，它沒有電壓降;當(dāng)開關(guān)關(guān)閉時，它沒有電流。由于晶體管不耗散功率，因此開關(guān)模式功率放大器的理論效率可以接近 100%。
　　然而，在實踐中，晶體管不會立即改變狀態(tài)。在開關(guān)間隔期間，開關(guān)兩端的電壓和通過開關(guān)的電流都相當(dāng)可觀。對于非零 IV 產(chǎn)物，功率耗散在晶體管中，從而降低了放大器的效率。
　　E 類放大器通過戰(zhàn)略性地將電壓和電流開關(guān)轉(zhuǎn)換相互時間置換來防止這種情況。理想情況下，這會導(dǎo)致晶體管中的功率耗散為零，即使開關(guān)轉(zhuǎn)換占 RF 周期的很大一部分。時序偏移是通過精心設(shè)計負(fù)載網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)的，包括器件輸出端的分流電容 （Csh在圖 2 中）。在接下來的部分中，我們將研究這種設(shè)計如何消除關(guān)斷和導(dǎo)通轉(zhuǎn)換期間的開關(guān)損耗。
　　消除開關(guān)關(guān)斷損耗
　　具有純電阻負(fù)載的電路將具有圖 3 所示的開關(guān)電壓和電流波形，其中開關(guān)電流的變化轉(zhuǎn)化為開關(guān)電壓的瞬時成比例變化。但是，如果我們在負(fù)載網(wǎng)絡(luò)中增加一個并聯(lián)電容器，我們可以預(yù)期開關(guān)電壓和電流波形的邊緣之間會有一些延遲。這是因為電容器兩端的電壓變化 （ΔVc） 與電容成反比，如公式 2 所示：
　　$$\Delta V_c ~=~ \frac{I\Delta t }{C}$$
　　方程 2.　　對于給定的電流 （I），額外的電容 （C） 會降低 ΔVc在給定的時間間隔 （Δt） 上。因此，我們可以通過選擇足夠大的分流電容器來產(chǎn)生所需的 timing offset。

　　圖 4 顯示了添加時間延遲如何影響圖 3 中的波形。
　　將集電極電壓的上升延遲到開關(guān)電流降至零之后產(chǎn)生的波形。
　　圖 4.將集電極電壓的上升延遲到開關(guān)電流降至零之后產(chǎn)生的波形。
　　在圖 4 中，電壓和電流波形的非零部分在開關(guān)的 ON-to-OFF 轉(zhuǎn)換期間不會重疊（T1和 T3intervals） 的 Span。因此，在關(guān)斷轉(zhuǎn)換期間，IV = 0，導(dǎo)致零功率損耗。但是，T 周圍的重疊2interval — OFF-to-ON 轉(zhuǎn)換 — 實際上會增加。
　　很明顯，僅僅引入 delay 不足以消除兩組 transitions期間的 switching loss。為了了解 E 類放大器如何消除 OFF 到 ON 轉(zhuǎn)換期間的開關(guān)功率損耗，我們需要檢查開關(guān)處于 OFF 狀態(tài)時的電路?！　∠_關(guān)導(dǎo)通損耗

　　圖 5 顯示了開關(guān)關(guān)閉時 E 類放大器的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)。
　　開關(guān)關(guān)閉時 E 類放大器的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)。
　　圖 5.開關(guān)關(guān)閉時 E 類放大器的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)。
　　開關(guān)關(guān)閉后，E 類放大器的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)作為阻尼二階系統(tǒng)運(yùn)行，一些初始能量存儲在其電感 （L0） 和電容器 （C0和Csh).雖然在這半個周期內(nèi)沒有對負(fù)載網(wǎng)絡(luò)施加輸入，但存儲在系統(tǒng)中的初始能量會導(dǎo)致瞬態(tài)響應(yīng)。瞬態(tài)響應(yīng)最終會消失，因為RL耗散能量。
　　為了深入了解負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的響應(yīng)，我們來使用圖 6 中的 LTspice 原理圖。請注意，該電路的初始條件和元件值都是任意選擇的?！　∮糜跈z查具有某些初始條件的串聯(lián) RLC 電路響應(yīng)的 LTspice 原理圖。

　　圖 6.用于檢查具有某些初始條件的串聯(lián) RLC 電路響應(yīng)的 LTspice 原理圖。
　　從我們的電路理論課程中，我們知道元件的值可以導(dǎo)致三種不同類型的瞬態(tài)響應(yīng)：
　　過阻尼。
　　嚴(yán)重阻尼。
　　欠阻尼。
　　圖 7 顯示了電容器兩端電壓 （C1），對于三個不同的RL，使我們能夠檢查阻尼的所有三個級別?！　〈?lián) RLC 電路對 R_L 的響應(yīng) = 10、20 和 30 歐姆。

　　圖 7.串聯(lián) RLC 電路對 R 的響應(yīng) L= 10 Ω、20 Ω 和 30 Ω?！　”M管響應(yīng)的形狀取決于分量值，但RL確保最終電容器電壓為零。如果功率放大器中開關(guān)的 OFF 半周期足夠長，那么當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時，電容器電壓實際上會降低到 0 V。與圖 4 所示的假設(shè)情況不同，這會自動消除 OFF 到 ON 轉(zhuǎn)換期間開關(guān)電流和電壓波形之間的重疊。

　　圖 8 顯示了 E 類放大器的典型 （雖然不是理想） 開關(guān)波形。
　　E 類放大器的典型開關(guān)電流 （頂部） 和電壓 （底部） 波形。
　　圖 8.E 類放大器的典型開關(guān)電流 （頂部） 和電壓 （底部） 波形。