超低失真振蕩器將向雙二階濾波器添加無(wú)失真反饋以產(chǎn)生純正弦波

出處：維庫(kù)電子市場(chǎng)網(wǎng) 發(fā)布于：2024-06-20 11:14:43 | 337 次閱讀

　　讓我們回到光電導(dǎo)光隔離器，我們?cè)诘?1 部分中用它來(lái)穩(wěn)定維恩電橋電路。它的 LDR 或光敏電阻部分當(dāng)然是線性的，但 LED 需要小心驅(qū)動(dòng)，以防止任何明顯的紋波饋通，因?yàn)榧y波會(huì)調(diào)節(jié)反饋，從而增加失真。圖 1顯示了添加到基本雙二階模塊的控制環(huán)路，它采用了一種巧妙的方法，可以在保持合理環(huán)路動(dòng)態(tài)的同時(shí)最大限度地減少紋波。（該模塊在第 1 部分的圖 4 中完整顯示。）

　　圖 1使用合適的控制回路進(jìn)行反饋可以穩(wěn)定振蕩水平，而不會(huì)增加明顯的失真。
　　由于雙二階電路具有兩個(gè)反相輸出（HP 和 LP），因此我們可以輕松實(shí)現(xiàn)全波整流，但我們可以做得更好。BP 輸出與這兩個(gè)輸出成 90° / 270°，因此我們還可以同時(shí)使用它及其逆輸出來(lái)實(shí)現(xiàn) 4 相整流，將紋波削減至單相值的四分之一。該紋波也將是基頻的四倍，因此我們比使用文氏電橋的效果好（大約）十六倍。
　　在雙二階中，時(shí)間常數(shù)精確匹配時(shí)，所有三個(gè)輸出在諧振時(shí)具有相同的信號(hào)電平，但任何偏移或不匹配都會(huì)引入 4× 分量的次諧波紋波（如果有意義的話）。二極管必須匹配良好，運(yùn)算放大器需要具有較低的電壓偏移，或至少低于任何二極管不匹配。需要在調(diào)諧電位器部分之間進(jìn)行良好的跟蹤；通常，與較高值一半并聯(lián)一個(gè)額外的電阻器，使各部分均衡，即可獲得足夠的結(jié)果。
　　R16、C3 和 C4 組成穩(wěn)定運(yùn)行所需的環(huán)路濾波器，而 R17 和 C5 提供 4× 分量的額外濾波。這些值是折衷的；環(huán)路有些欠阻尼，但在整個(gè)調(diào)諧范圍內(nèi)性能不錯(cuò)，并且穩(wěn)定時(shí)間不到 500 毫秒。A5 將濾波后的電壓轉(zhuǎn)換為電流來(lái)驅(qū)動(dòng) LED，從而控制 LDR 的電阻。使用的光隔離器是 Silonex NSL-32SR3；由（回收的）NSL-19M51、透明白色 T-1 LED 和厚黑色熱縮管制成的自制設(shè)備效果很好，盡管靈敏度只有一半左右。（我在試驗(yàn)壓縮三波時(shí)使用了它，盡管最終剪輯中不需要它。）R18（唯一需要的調(diào)整）設(shè)置 LED 驅(qū)動(dòng)，從而設(shè)置 AF 輸出電平。
　　反饋環(huán)路通過(guò) R10、R11 和 LDR 的網(wǎng)絡(luò)閉合。啟動(dòng)時(shí)，LDR 具有高電阻，但有足夠的反饋來(lái)啟動(dòng)振蕩，之后它逐漸短路 R11 以提供所需的信號(hào)電平。
　　LDR 的響應(yīng)時(shí)間相當(dāng)緩慢。在我們的驅(qū)動(dòng)級(jí)別下，這款 LDR 的電阻約為 1.7k，對(duì)亮光的響應(yīng)時(shí)間約為 6 毫秒，對(duì)暗光的響應(yīng)時(shí)間約為 30 毫秒（測(cè)量值為 63%）。這為我們提供了有用的額外紋波過(guò)濾，同時(shí)也影響了控制環(huán)路動(dòng)態(tài)。

　　所有關(guān)鍵運(yùn)算放大器均顯示為 LM4562，這是我目前最喜歡的用于一般音頻工作的放大器，因?yàn)樗鼈冊(cè)诘驮胍?、失真和偏移?shù)字方面達(dá)到了平衡，而且作為 DIP-8 易于獲得。（但您說(shuō)它們聽(tīng)起來(lái)像什么？不知道；甚至聽(tīng)不到它們中的八個(gè)，它們連接在唱頭輸入和混音器輸出之間。）它們標(biāo)稱的 THD+N 為 0.00003% / -130 dB，這將為我們的性能設(shè)定極限：是時(shí)候看看一些結(jié)果了（圖 2）。

　　圖 2經(jīng)過(guò)單位增益緩沖后的低通輸出的頻譜。

　　不是很令人印象深刻！但請(qǐng)記住第 1 部分的內(nèi)容：如果輸入動(dòng)態(tài)范圍 >~90+ dB，我不相信我的 FFT，因此請(qǐng)先嘗試去除大部分基波。（96 dB ≈ 2 16? : 1，這是巧合嗎？）將信號(hào)通過(guò)現(xiàn)在更深的陷波濾波器，如圖 3所示：

　　圖 3去除大部分基波后的頻譜，諧波顯示得更加清晰。
　　好多了！請(qǐng)注意，這些頻譜涉及非常長(zhǎng)的運(yùn)行時(shí)間，對(duì)數(shù)萬(wàn)個(gè)樣本的信號(hào)進(jìn)行平均。這是為了避免丟失有效峰值或消除虛假峰值，以及讓我們看到原本會(huì)被噪聲淹沒(méi)的內(nèi)容。所有測(cè)試均使用 12 V 蓄電池供電（無(wú)電源嗡嗡聲或其他干擾），使用運(yùn)算放大器作為軌道分配器，并放置在接地的法拉第蛋糕盒中。
　　我選擇使用 20 dBV 的工作電平，這是失真和可用性之間的良好折衷。我的最終設(shè)備具有額外的輸出增益，由虛擬接地/偽對(duì)數(shù)電位器級(jí)（當(dāng)然是 LM4562）提供。圖 4顯示了從該設(shè)備測(cè)得的缺口頻譜，測(cè)量值為 +6 dBu（~+4 dBV，或 ~1.54 V RMS，或 ~4.4 V pk-pk），THD 接近 -120 dB 或 1 ppm，其中大部分是二次諧波（來(lái)源尚未確定）。

　　我認(rèn)為，就扭曲程度而言，我們已經(jīng)做到了。

　　圖 4放大至 +6dBu 后的頻譜（缺口）。請(qǐng)注意改變的比例。

　　因?yàn)槲沂褂昧?A1-A4 的插座，這是一個(gè)已停用的單元的重建，所以嘗試其他運(yùn)算放大器很容易。圖 5顯示了 KA5532（以前在音頻工作中備受推崇）、TL072/TL082（或 TL0 n 4 四重裝）、LM358（在輸出端附加了額外的 10k 電阻到 Vs-）以及備受推崇的 MC1458（本質(zhì)上是雙 741）的結(jié)果。每次運(yùn)行都會(huì)調(diào)整頻率和輸出電平，以便進(jìn)行適當(dāng)?shù)谋容^。LM358 讓我感到驚訝；我不得不再檢查一下。我一直不喜歡它們的聲音，現(xiàn)在我知道為什么了。

　　圖5其他各種設(shè)備的失真頻譜。
　　所有這些工作都是在標(biāo)稱 1 kHz（實(shí)際上是 1003.4 Hz）下進(jìn)行的。我無(wú)法代表其他頻率，因?yàn)槿鄙俸线m的陷波濾波器，盡管它們的未陷波頻譜在按頻率縮放后看起來(lái)與 1 kHz 的頻譜非常相似。如圖所示，振蕩器將在單個(gè)范圍內(nèi)從 <500 Hz 調(diào)諧到 >5 kHz，這使其成為一個(gè)非常有用的工具。對(duì)于其他范圍，需要更改環(huán)路濾波器以保持足夠的環(huán)路穩(wěn)定性，同時(shí)保持良好的濾波效果。
　　這些結(jié)果可能顯示 THD 水平低于 -140 dBc，即 0.00001%，或 100 ppb，但它們?nèi)詫⒈辉肼曆蜎](méi)，而迄今為止一直被忽略的 THD+N 數(shù)字看起來(lái)比簡(jiǎn)單的 THD 數(shù)字要糟糕得多。在我們的條件下使用 LM4562 數(shù)據(jù)表數(shù)字進(jìn)行計(jì)算意味著輸出緩沖器（反相、單位增益）的噪聲在 20 kHz 帶寬內(nèi)約為 -114 dBV 或 -112 dBu，其中（電阻）約翰遜噪聲占主導(dǎo)地位，因此我們可能只剩下“僅”約 92 dB 的 THD+N，即 0.0025%，或 25 ppm。交流微伏表（BW = 10 kHz）連接到輸出，雙四極管中的 R5/6 斷開(kāi)連接，C2 短路，測(cè)量值為 -113 dBu，與計(jì)算結(jié)果一致。

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