使用高頻QR控制器NCP1345設(shè)計(jì)雙管反激240W USB PD3.1 EPR方案”繼續(xù)更新，第一篇文章介紹了變壓器匝比要求、PFC在不同的輸入電壓下的開(kāi)通和關(guān)斷要求、變壓器設(shè)計(jì)等。本文將繼續(xù)介紹初級(jí)輔助VCC電源設(shè)計(jì)、次級(jí)輔助VCC電源設(shè)計(jì)、初級(jí)輸出高低邊驅(qū)動(dòng)、除PFC外的整體電路設(shè)計(jì)等設(shè)計(jì)問(wèn)題，以及PCB Layout、方案中的其他器件選擇等。
　　初級(jí)輔助VCC電源設(shè)計(jì)
　　由于輸出電壓的范圍很寬幾乎達(dá)到10倍，所以常規(guī)的用反激繞組供電變得非常困難，如果通過(guò)穩(wěn)壓電路給IC供電，由于輸出電壓范圍非常寬那么又面臨著較大的穩(wěn)壓電路的功率損耗。
　　所以在設(shè)計(jì)時(shí)部分考慮用正向繞組電壓給VCC供電，由于PFC的最高輸出電壓為400V，而5V至12V輸出時(shí)PFC停止工作，90VAC整流濾波后的最低直流電壓大約120V, 所以最高電壓與最低電壓的比值約為3.33倍，遠(yuǎn)小于輸出電壓的變化范圍，所以用正向電壓繞組供電穩(wěn)壓電路上的損耗遠(yuǎn)小于反激繞組供電的損耗。由于輸入電壓是變化的所以正向繞組整流后的電壓要經(jīng)過(guò)穩(wěn)壓后才能給IC供電。
　　初級(jí)共設(shè)計(jì)有三個(gè)供電繞組,見(jiàn)圖4：
　　1.低邊低壓反激繞組auxl，用作ZCD檢測(cè)及OVP用，同時(shí)在高壓輸出時(shí)給VCC供電。這個(gè)電壓是給NCP1345之間供電所以不能超過(guò)NCP1345的VCCL端子的OVP值及GaN的VCC電壓。輸出48V共5T，那么取這個(gè)繞組2T,所以得到下列VCCL的電壓：

　　2.低邊高壓正向繞組Nauxh，當(dāng)最低120VDC輸入電壓時(shí)這個(gè)正向繞組電壓要有足夠的電壓給Vcch供電。這個(gè)電壓選擇設(shè)計(jì)14V左右。
　　Vmin=120V
　　Vcch=14V

　

　　3.高邊浮動(dòng)的電壓給半橋驅(qū)動(dòng)的高邊供電，這個(gè)也是用正向繞組設(shè)計(jì)，當(dāng)最低120VDC輸入電壓時(shí)這個(gè)正向繞組電壓Vih要有足夠的電壓給半橋高邊供電。同樣地，這個(gè)電壓選擇14V, 那么得到高邊浮動(dòng)正向繞組ih的匝數(shù)：

　　圖 4. 變壓器輔助繞組電路示意圖
　　次級(jí)輔助VCC電源設(shè)計(jì)
　　次級(jí)最高輸出電壓48V，一般的同步整流控制器沒(méi)有這么高的電壓定額，有兩種供電方法：一是把48V通過(guò)穩(wěn)壓電路降低電壓給IC供電；二是另加一個(gè)低壓反激繞組給IC供電，通過(guò)電路使輸出電壓和輔助的繞組電壓并聯(lián)工作作電壓切換，當(dāng)輸出高電壓時(shí)由輔助繞組供電，當(dāng)?shù)洼敵鲭妷簳r(shí)由輸出電壓供電，這樣的好處是為了降低驅(qū)動(dòng)損耗并效率最優(yōu)。
　　所以次級(jí)輔助繞組設(shè)計(jì)為2T（見(jiàn)圖4）, 對(duì)應(yīng)48V輸出時(shí)的電壓約為18.6V， 而兩個(gè)電壓的切換點(diǎn)對(duì)應(yīng)的輸出電壓約為25V左右。
　　初級(jí)輸出高低邊驅(qū)動(dòng)
　　雙管Flyback需要額外的高邊驅(qū)動(dòng)，高邊驅(qū)動(dòng)可以用隔離變壓器也可以用半橋驅(qū)動(dòng)器。這里使用ONSEMI的NCP51530B半橋驅(qū)動(dòng)器，高頻低損耗且具有25nS的高邊驅(qū)動(dòng)延遲。為了使高低邊的驅(qū)動(dòng)延遲盡量一致，低邊的驅(qū)動(dòng)信號(hào)也經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)器并在驅(qū)動(dòng)器的輸出加一RC延遲電路使得高低邊管導(dǎo)通時(shí)間盡量一致，見(jiàn)圖5。

　

　　圖5. 半橋驅(qū)動(dòng)電路示意圖
　　除PFC外的整體電路設(shè)計(jì)
　　PD部分是單獨(dú)設(shè)計(jì)一塊子卡，本方案設(shè)計(jì)時(shí)由于沒(méi)有適合的48V PD協(xié)議控制器，所以用分立器件設(shè)計(jì)了一塊仿真控制卡來(lái)模擬PDO輸出?？刂谱影寰哂袠?biāo)準(zhǔn)的PD子卡接口信號(hào)，當(dāng)有適合的PD協(xié)議控制器時(shí)很容易設(shè)計(jì)一塊標(biāo)準(zhǔn)的PD卡。除PFC部分外完整的電路如圖6所示.

　　圖6. 除PFC部分外完整的電路圖
　　PFC強(qiáng)制SKIP待機(jī)
　　為了達(dá)到更高的效率，PFC部分使用了onsemi的圖騰柱PFC NCP1680。NCP1680具有外部信號(hào)強(qiáng)制待機(jī)功能，當(dāng)PIN2或PIN4腳加上一個(gè)超過(guò)50us寬的低電平脈沖后會(huì)讓NCP1680進(jìn)入強(qiáng)制SKIP模式，使得PFC的輸出電壓在94%-100%之間波動(dòng)。
　　具體來(lái)說(shuō)就是檢測(cè)到強(qiáng)制待機(jī)信號(hào)后，輸出關(guān)斷，BULK電容下降，當(dāng)下降到額定輸出的94%后PFC開(kāi)始工作，BULK電壓又開(kāi)始上升，當(dāng)上升到額定輸出后PFC又關(guān)斷，往復(fù)循環(huán)直至強(qiáng)制待機(jī)信號(hào)消失，通過(guò)上述操作強(qiáng)制增大PFC的輸出紋波電壓來(lái)減少PFC的開(kāi)關(guān)時(shí)間以便獲得更好的輕載效率，更詳細(xì)的描述請(qǐng)參考NCP1680技術(shù)資料。
　　為了能讓PFC能進(jìn)入強(qiáng)制待機(jī)模式，設(shè)計(jì)了一個(gè)外加電路，根據(jù)NCP1345的SKIP模式下的驅(qū)動(dòng)波形包絡(luò)線產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的脈沖信號(hào)輸入到PFC的PIN4腳SKIP腳，當(dāng)PWM進(jìn)入SKIP模式時(shí)就會(huì)讓PFC也進(jìn)入強(qiáng)制待機(jī)模式。電路圖上R71，R95，D14，ZD5，C65，Q12組成這一電路。如果用其它PFC則可省略這部分電路。
　　分立器件模擬PD0輸出的PD卡
　　本方案設(shè)計(jì)之時(shí)還沒(méi)有合適的48V PD協(xié)議控制器發(fā)布，為了更好的評(píng)估雙管Flyback DC/DC部分的效率特地設(shè)計(jì)了一款仿真PD0輸出的模擬子卡，它只能輸出PD0電壓不能輸出AVS電壓。這個(gè)子卡可以通過(guò)其上的三位DIP開(kāi)關(guān)設(shè)置8個(gè)不同的輸出電壓，同時(shí)可以根據(jù)不同的輸出電壓值輸出PFC ON/OFF信號(hào)通過(guò)光耦來(lái)控制PFC的開(kāi)關(guān)。
　　3位DIP開(kāi)關(guān)的8個(gè)組合設(shè)定8個(gè)不同的輸出電壓，輸出信號(hào)經(jīng)3-8譯碼器后控制431的參考電壓產(chǎn)生8個(gè)輸出電壓。同時(shí)對(duì)應(yīng)輸出的控制信號(hào)產(chǎn)生PFC ON/OFF給光耦控制PFC的VCC電壓。DIP開(kāi)關(guān)位置對(duì)應(yīng)的輸出電壓及輸出電壓對(duì)應(yīng)PFC ON/OFF狀態(tài)如圖7所示。

　　圖7.3位DIP開(kāi)關(guān)對(duì)應(yīng)的PDO輸出電壓及PFC狀態(tài)
　　仿真PD0輸出控制電路帶來(lái)的幾個(gè)問(wèn)題
　　1.雙管反激變換器要求Vin_min>N*Vo, 所以當(dāng)電源在90VAC開(kāi)機(jī)后，在滿載的情況下從5V轉(zhuǎn)換到高壓，比如48V，但PD子卡在輸出電壓變化的同時(shí)PFC ON信號(hào)發(fā)出開(kāi)通PFC，在PFC輸出電壓上升緩慢，在BULK電壓還沒(méi)上升到N*48V時(shí)，輸入電壓是小于N*48V的，這時(shí)候反射電壓被鉗位，輸出電壓會(huì)下跌占空比增大峰值電流升高直至OLP過(guò)載保護(hù)，所以電源在低壓輸入時(shí)輸出從低壓（PFC處于OFF的輸出電壓）轉(zhuǎn)高壓是不成功的。
　　測(cè)試樣板臨時(shí)解決方案：設(shè)置輸入電壓整流后的電壓高于N*Vo,那么從低壓轉(zhuǎn)高壓時(shí)的Vin_min是大于N*Vo的，這樣電壓轉(zhuǎn)換就能順利進(jìn)行不會(huì)觸發(fā)保護(hù)。
　　最終解決方案：PD協(xié)議控制器可以設(shè)置先送出PFC ON信號(hào)然后延遲一定的時(shí)間再轉(zhuǎn)換輸出參考電壓，確保這個(gè)延遲時(shí)間大于PFC在90VAC和滿載時(shí)BULK電壓的最大上升時(shí)間即可，這樣在BULK電壓上升到額定值后才會(huì)轉(zhuǎn)換輸出電壓，保證任何時(shí)候BULK電壓大于N*Vo.
　　2.仿真PD卡和同步整流的供電電壓由輸出和輸出輔助繞組電壓在不同的輸出電壓下自動(dòng)切換，這個(gè)切換點(diǎn)大約在輸出25V左右。當(dāng)輸出電壓切換跨過(guò)這個(gè)電壓值時(shí)，比如從9V到28V切換，輸出電壓參考和反饋光耦的供電電壓同時(shí)瞬變，環(huán)路根本無(wú)法調(diào)節(jié)兩種電壓的突變，所以會(huì)造成輸出電壓較大的過(guò)沖，輸出電壓變化只要不跨過(guò)這個(gè)值就不會(huì)有輸出過(guò)沖。
　　最終解決方案：PD協(xié)議控制器的參考電壓變化都是一步步經(jīng)過(guò)一定的時(shí)間才改變完成的，這個(gè)時(shí)間一般有數(shù)十毫秒，所以反饋環(huán)路有充足的時(shí)間來(lái)調(diào)整輸出不會(huì)有任何過(guò)沖。
　　3.同步IC和反饋光耦的供電在28V輸出時(shí)是由輔助繞組供電的，但輸出輔助繞組電壓在28V時(shí)時(shí)是最低電壓，所以當(dāng)輸出在較大的負(fù)載下從9V切換28V或48V切換到28V時(shí)，由于仿真PD卡的輸出參考是突變的，會(huì)造成反饋光耦供電電壓跌落較大，低于正常工作電壓造成反饋環(huán)路工作不正常，輸出電壓不能正常切換。
　　測(cè)試樣板臨時(shí)解決方案：可把輸出負(fù)載設(shè)置空載或非常小的負(fù)載，那么電壓切換時(shí)反饋光耦供電電壓就不會(huì)跌落較多，電路就可以正常工作
　　最終解決方案：PD協(xié)議控制器的輸出電壓參考緩慢逐漸變化使得反饋調(diào)整正常，這個(gè)電壓就不會(huì)跌落較多而保持反饋環(huán)路正常工作。
　　結(jié)論：根據(jù)上面的分析，只要設(shè)計(jì)一款PD協(xié)議控制卡并且按上面的要求更改控制器的部分時(shí)序就能滿足要求。協(xié)議控制器的電壓參考轉(zhuǎn)換一直就是逐步變化的，不需要特別修改。
　　方案中的其它幾個(gè)關(guān)鍵器件選擇
　　1.主開(kāi)關(guān)管：使用了onsemi的內(nèi)置驅(qū)動(dòng)的GaN NCP58922，NCP58922是onsemi NCP5892X系列Drive GaN中的一種，DFN8*8封裝，75mohm的內(nèi)阻，可以提供5V參考輸出，可通過(guò)輸出極的RC供電網(wǎng)絡(luò)設(shè)置開(kāi)關(guān)速度，有使能控制端。在這個(gè)設(shè)計(jì)里也可以改用為150mohm的NCP58920來(lái)降低成本。
　　2.同步整流控制器：使用了onsemi的最新一代的同步整流控制器NCP4307，具有高低壓兩個(gè)VCC端子，可以分段供電，同時(shí)可以通過(guò)CS端子內(nèi)部的LDO給VCC電容充電，最高35V的VCC范圍。同步管可以高邊也可以低邊放置，高達(dá)7A/2A的Sink/Source電流，DCM/QR/CCM/Forward/ACF/LLC模式下都可工作，高達(dá)1MHZ的工作頻率，CS端耐壓200V。
　　3.同步MOS選FDMS4D0N12C,120V4.4mΩ的管子。
　　評(píng)估指定輸入電壓下的開(kāi)關(guān)頻率對(duì)負(fù)載曲線　　根據(jù)頻率計(jì)算公式，用MathCAD繪制的頻率對(duì)輸出功率的曲線如下圖所示：

　　　圖7. 低壓350VDC輸入時(shí)的頻率曲線

　　圖8. 正常電壓390VDC輸入時(shí)的頻率曲線
　　PCB Layout考慮　　由于設(shè)計(jì)的最低的開(kāi)關(guān)頻率都有133KHz,在正常輸入390VDC滿載情況下頻率接近150KHz，最高頻率超過(guò)200KHz,所以想要電流穩(wěn)定可靠的工作Layout變得相當(dāng)重要?？紤]到PCB的成本，參考設(shè)計(jì)采用了雙層PCB，所以Layout中地線走線尤其重要，特別是PWM及后級(jí)同步整流部分的地線連接位置。

　　圖9，圖10顯示PWM部分Layout頂層和底層的PCB線路圖，并詳細(xì)描述了各部分的一些走線規(guī)則及帶來(lái)的好處。實(shí)際應(yīng)用中每個(gè)設(shè)計(jì)的布局布線不可能完全相同，但有些規(guī)則是相同的，可能的情況下盡量滿足。
　　設(shè)計(jì)調(diào)試注意事項(xiàng)
　　1.空載Vcc是否足夠，因?yàn)榭紤]到損耗問(wèn)題，所以初級(jí)的三個(gè)輔助Vcc繞組電壓大小設(shè)計(jì)的都比較臨界，在空載深度SKIP狀態(tài)下紋波比較大，所以濾波電容要足夠大才能小紋波維持足夠的Vcc電壓。必要情況下可以部分用肖特基二極管代替超快恢復(fù)管來(lái)提升Vcc電壓。
　　2.由于GaN的最高電壓只有20V，所以auxl繞組電壓上限有點(diǎn)臨界，兩路auxl繞組整流后給NCP1345 Vccl和PFC電路供電的整流回路都加了電感來(lái)抑制漏感產(chǎn)生的高電壓，確保這兩個(gè)電壓不超過(guò)20V。
　　3.目前通過(guò)ZCD腳設(shè)置的OVP值比較高約57V左右，原因是現(xiàn)在用的仿真PD卡在電壓切換時(shí)有較高的電壓過(guò)沖，防止觸發(fā)OVP所以設(shè)置的比較高。未來(lái)用了PD控制器就不會(huì)有過(guò)沖電壓，可以降低OVP的保護(hù)值，參考前面介紹。
　　4.整機(jī)的工作頻率比較高，所以在高頻功率回路上用的二極管都是超快恢復(fù)二級(jí)管，25nS恢復(fù)時(shí)間，比如ES1JFA。高頻小信號(hào)回路及部分小電流Vcc整流都是用高速開(kāi)關(guān)二極管比如BAS21等。
　　5.控制PFC強(qiáng)制SKIP的電路在調(diào)試時(shí)要注意驅(qū)動(dòng)信號(hào)整流濾波后的相位不能延遲太多，幅度要確保Q12既能開(kāi)通又能截止，如果相位幅度偏差較大，可調(diào)整R71，C65，ZD5的值。
　　6.L6，D28是額外整流Vccl繞組給PFC供電的，在28V及以上輸出時(shí)PFC肯定是工作的，但如果由Q2穩(wěn)壓來(lái)供電損耗比較大，而28V以上輸出時(shí)auxl整流后的電壓超過(guò)10V足夠PFC工作，所以才用auxl繞組來(lái)供電，如果覺(jué)得麻煩也可拿到這個(gè)整流電路。
　　7.Auxh繞組整流后一邊通過(guò)穩(wěn)壓及次級(jí)PFC控制后供電PFC，一邊通過(guò)D20給NCP1345的Vcch供電，D20可以拿掉來(lái)提高空載時(shí)供給Vcch的電壓。
　　8.GaN的11，12腳的RC網(wǎng)絡(luò)可以調(diào)節(jié)GaN內(nèi)部驅(qū)動(dòng)的Vdd上升速度，因?yàn)榈瓦叺尿?qū)動(dòng)是通過(guò)NCP51530的所以NCP1345的自適應(yīng)驅(qū)動(dòng)來(lái)降低次級(jí)應(yīng)力功能失效，所以只能通過(guò)調(diào)節(jié)下管這個(gè)RC網(wǎng)絡(luò)的電阻來(lái)降低次級(jí)應(yīng)力?？梢钥闯錾舷鹿艿倪@個(gè)R的阻值不同，原因如此。
　　9.如果不是開(kāi)通在谷底的最低點(diǎn)，請(qǐng)調(diào)整C17的容量大小。開(kāi)通點(diǎn)在谷底偏后（Vds波形在谷底后上翹后才開(kāi)通）就增大容量，如果偏前一點(diǎn)（沒(méi)到谷底）就減小容量使正好谷底開(kāi)通。
　　10.由于輸出電壓變化范圍很大，所以有時(shí)候反饋環(huán)路在48V是穩(wěn)定的，但在5V會(huì)有自激現(xiàn)象，遇到這種情況一般只要調(diào)整增大反饋光耦1腳上的電阻減少環(huán)路增益即可解決。
　　附慧能泰48V PD協(xié)議控制器配合本方案的PD子卡電路圖如圖11所示。

　　圖9. PWM部分頂層Layout圖及走線規(guī)則特
　　　圖10. PWM部分底層Layout圖及走線規(guī)則特點(diǎn)

　　圖11. HUSB368 PD3.1子卡電路圖
　　結(jié)論
　　本文詳細(xì)介紹了用高頻QR控制器NCP1345來(lái)設(shè)計(jì)雙管反激變換器240W PD3.1 EPR參考設(shè)計(jì)的整個(gè)流程，包括BULK紋波電壓最低值的計(jì)算，匝比的條件約束，變壓器的參數(shù)及IC外圍主要端子的功能參數(shù)設(shè)計(jì)等。參考該設(shè)計(jì)流程也能容易地設(shè)計(jì)140W, 180W的PD EPR方案。給出了詳細(xì)的240W方案的原理圖，并介紹了關(guān)鍵的功能設(shè)計(jì)，最后給出了Layout的實(shí)例并詳細(xì)介紹了關(guān)鍵電路的Layout要求，也給出了設(shè)計(jì)調(diào)試過(guò)程中需要注意的問(wèn)題。
　　有關(guān)QR Flyback的計(jì)算，也可下載MathCAD計(jì)算工具來(lái)進(jìn)行，后臺(tái)回復(fù)“工具”，即可下載。
　　由于本設(shè)計(jì)進(jìn)行之時(shí)沒(méi)有合適的48V PD控制器發(fā)布，所以用分立器件來(lái)模擬部分PD功能，旨在測(cè)試DC/DC部分的關(guān)鍵效率指標(biāo)，在有限空間的PCB子卡上不能完善所有要求的功能，這會(huì)給DEMO板的正常測(cè)試帶來(lái)一些問(wèn)題，文中也給出了應(yīng)急的測(cè)試方法。
　　最后附上用慧能泰48V PD3.1協(xié)議控制器所做的PD子卡的原理圖，接口界面完全匹配原始的仿真PD卡接口?！　∪绻胍敿?xì)了解該參考設(shè)計(jì)的性能，請(qǐng)登陸www.onsemi.com下載閱讀該參考設(shè)計(jì)的樣板手冊(cè)。圖12是該參考設(shè)計(jì)樣板的照片。

　　圖12. 240W PD3.1 EPR參考設(shè)計(jì)樣板實(shí)物照片