配置 CFA：R f的重要性
　　一般來說，電路中的每個節(jié)點(diǎn)都會貢獻(xiàn)以下類型的極點(diǎn)頻率　　　

  　等式（1）　

　　其中R節(jié)點(diǎn)是該節(jié)點(diǎn)呈現(xiàn)的等效電阻，C節(jié)點(diǎn)是其對地的雜散電容。
　　在上一篇文章中，我們考慮了一個具體的CFA原理圖，如下所示：　　　　

圖 1. CFA 的電路原理圖（上）及其組成塊（下）?！　?/p>　　這里，除了增益節(jié)點(diǎn)之外的每個節(jié)點(diǎn)使得R節(jié)點(diǎn)<< Rgn，其中Rgn是增益節(jié)點(diǎn)呈現(xiàn)的等效電阻。因此，開環(huán)跨阻增益z( jf )由增益節(jié)點(diǎn)極點(diǎn)f p = 1/(2πR gn C gn )主導(dǎo)，所有剩余極點(diǎn)通常聚集在該主導(dǎo)極點(diǎn)之上至少約 3-4 個十進(jìn)制。極。
　　數(shù)據(jù)表中指定的R F最佳值是保持1/? 曲線盡可能低以最大化環(huán)路增益T的愿望與避免將其交叉頻率f x推入該區(qū)域的需要之間折衷的結(jié)果由于高頻極點(diǎn)導(dǎo)致的過度相位滯后。　　因此，當(dāng)配置 CFA 進(jìn)行電壓跟隨器操作時，我們必須在其反饋路徑中包含R F，如圖 2 (a)所示。

　　　

　(一) (二)

　　圖 2. (a) 電壓跟隨器 CFA，(b) 其 1/β 曲線。使用電線代替 R F會使電路不穩(wěn)定并導(dǎo)致振蕩。 　
　　使用普通導(dǎo)線（如 VFA 的情況）會下推1/β曲線，直到它與r n重合并穿過 | z | 曲線處于相移過大的區(qū)域，此時就沒有相位裕度，電路肯定會振蕩。
　　只要 CFA 配備了適當(dāng)?shù)腞 F，它就可以用于幾乎所有 VFA 典型的電阻應(yīng)用，例如反相和同相放大器、求和放大器、差分放大器和IV 轉(zhuǎn)換器。
　　它也適用于使用具有電阻反饋的運(yùn)算放大器的濾波器應(yīng)用。
　　CFA 的穩(wěn)定性問題：積分器應(yīng)用程序
　　盡管具有適當(dāng)R F的 CFA 具有多功能性，但出于穩(wěn)定性考慮，不允許使用 CFA 作為流行的米勒積分器。要了解原因，請參閱圖 3 (a)，其中我們注意到，由于反饋元件是阻抗Z F = 1/( j 2 πfC )，因此我們現(xiàn)在有 1/ β = Z F  + r n。

　　

　　(一) (二)

　圖 3. (a) 米勒積分器和 (b) 其 1/β 曲線?！　?/p>　　在低頻下，| ZF | _ >> r n，我們有 | 1/β | → 1/(2πfC)，并且在高頻下，其中 | ZF | _ << r n，我們有 | 1/β | → r n。如圖 3 (b)所示，交叉頻率再次處于相移過多的區(qū)域，此時沒有留下相位裕度，電路可能會振蕩。 　
　　如何通過使用雙 CFA 獲得穩(wěn)定性
　　上述概念的另一種實(shí)現(xiàn)方式是使用兩個 CFA 來提供積分功能，而不會破壞任一 CFA 的穩(wěn)定性：　
　　此處，CFA 2用作單位增益反相放大器，用電壓 – V o驅(qū)動電容器的右極板。通過R F1 = V o /z 1的電流（其中z 1是CFA 1的開環(huán)增益）非常小，因此我們假設(shè)CFA 1的同相輸入處于零電位?！　∵@讓我們可以通過 KCL 寫出：

　　　

　等式（2）　　

　　給出傳遞函數(shù)，　　
　　等式（3）　　這是以f o作為單位增益頻率的同相積分器的傳遞函數(shù)。該電路可以使用雙 CFA IC 輕松實(shí)現(xiàn)，還具有有源頻率補(bǔ)償[1]的優(yōu)勢，這是解決雙積分器環(huán)路濾波器中Q 增強(qiáng)問題的非常理想的功能。

　　

　　如何抵消 CFA 中的相位滯后

　　在某些情況下，允許使用（?。┓答侂娙?，此時需要抵消因反相輸入處存在大量雜散電容而產(chǎn)生的相位滯后?！　∫粋€典型的例子是電流輸出數(shù)模轉(zhuǎn)換器 (DAC) 的 IV 轉(zhuǎn)換，它表現(xiàn)為一個具有數(shù)十甚至數(shù)百皮法量級的并聯(lián)雜散電容C s的電流吸收器I i，如圖所示在圖5 (a)中。

　　

　　(一) (二)

　　圖 5. (a) IV 轉(zhuǎn)換器，(b) 通過線性化波特圖研究其穩(wěn)定性：下標(biāo) u 代表未補(bǔ)償 (C F = 0)，下標(biāo) c 代表補(bǔ)償（C F到位）。
　　　　理想情況下，電路給出V o = R F I i。我們希望以圖形方式評估C的效果。我們觀察到，在低頻下，C s充當(dāng)開路，我們?nèi)匀挥?/β → RF + r n。當(dāng)C s的阻抗 | 時，人們開始感覺到它的存在。Z s | 變得等于C s本身所看到的電阻，即R F || 。_ _ 這發(fā)生在頻率f p使得 | 1/(j2πf p C s ) | = RF || _ r n，或

　　　

    　等式（4）

　　其中r n << R F的事實(shí)已被利用。
　　經(jīng)過f p后，1/β曲線開始上升，表明f p是1/β的零頻率，因此是環(huán)路增益T = zβ的極點(diǎn)頻率，其中z是 CFA 的開環(huán)增益。該極點(diǎn)會侵蝕電路的相位裕度，使其處于振蕩邊緣，因此我們需要某種形式的頻率補(bǔ)償。
　　為了抵消C s造成的相位滯后，我們通過反饋電容器C F引入相位超前，如圖所示。一個好的起點(diǎn)是在交叉頻率f x處打破1/β曲線，這將導(dǎo)致大約 45° 的相位裕度。
　　考慮到r n << R F ，我們可以將R F + r n曲線與z曲線之間的交叉頻率近似為ft。那么f x 是f p和ft的幾何平均值，所以強(qiáng)加　

　　　等式（5）

　　求解C F 給出　　　等式（6）

　　

　　如果需要比估計(jì)的45°更大的相位裕度，可以通過適當(dāng)增加C F的值來實(shí)現(xiàn)。這項(xiàng)任務(wù)最好憑經(jīng)驗(yàn)完成，方法是用示波器觀察階躍響應(yīng)并提高C F直到過沖降低到可接受的值。 

　　復(fù)合放大器：CFA 和 VFA 的最佳選擇
　　CFA 的快速動態(tài)（寬帶寬和高轉(zhuǎn)換速率）和低失真特性使其適合視頻系統(tǒng)、雷達(dá)系統(tǒng)、IF 和 RF 級、DSL 和自動測試設(shè)備應(yīng)用等高速應(yīng)用。
　　另一方面，VFA 提供更好的直流特性（低輸入失調(diào)電壓和偏置電流）、更低的噪聲和更高的環(huán)路增益，因此它們更適合精密應(yīng)用?！　D 6 顯示了一款兼具兩全其美的復(fù)合放大器。 

　　　

　圖 6.兼具 VFA 和 CFA 優(yōu)點(diǎn)的復(fù)合放大器。　

　　該電路使用恒定增益帶寬積 (GBP) 為 10 MHz 的 VFA，以實(shí)現(xiàn) 100 V/V 的閉環(huán)增益和 10 MHz 的閉環(huán)帶寬。如果單獨(dú)工作，VFA 的帶寬僅為 (10 MHz)/100 = 100 kHz。然而，將其與增益為 100 的速度更快的 CFA 級聯(lián)將使 VFA 僅放大 1 V/V，即僅充當(dāng)電壓跟隨器，我們知道其閉環(huán)帶寬與其 GBP 一致，依次與ft重合。

　　

　　圖5 . 圖 6 復(fù)合放大器的波特圖。將 VFA 與具有閉環(huán)增益的 CFA 級聯(lián) CFA 為40 dB 時， VFA的開環(huán)增益 a VFA也向上移動 40 dB，從而產(chǎn)生復(fù)合開環(huán)增益a comp，并且在復(fù)合閉環(huán)增益 A comp中。請注意 VFA 如何被誘騙充當(dāng)閉環(huán)增益 A VFA為 0 dB 的單位增益電壓跟隨器。　

　　為了避免在反饋環(huán)路中引入任何實(shí)質(zhì)性延遲而破壞 VFA 的穩(wěn)定性，CFA 的閉環(huán)帶寬應(yīng)比 VFA 的 GBP 高得多（例如，十倍或更多），這是一個很容易實(shí)現(xiàn)的目標(biāo)更快的 CFA。
　　該電路具有 VFA 更好的輸入特性（低輸入直流誤差和噪聲）以及可實(shí)現(xiàn)的最大環(huán)路增益，同時提供 CFA 的高轉(zhuǎn)換速率和更低的失真。另請注意，CFA 輸出級的任何過熱都不會到達(dá) VFA 的輸入級，從而顯著降低輸入熱漂移的影響。